阅读说明：本技术 基于dsp的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法 (Closed-loop control method of double-active full-bridge direct-current converter based on DSP ) 是由 肖华 谢晓华 颜健 陆青 沈嘉俊 于 2019-10-16 设计创作，主要内容包括：本发明公开了基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法,所述闭环控制方法采用基于DSP的闭环控制结构,闭环控制结构包括电流环、最优工作点查找表、全桥变换器移相计算器、软开关死区时间生成器和PWM调制器；电流环以参考电流作为前馈,经电流环修正过后的参考电流分别送入最优工作点查找表和全桥变换器移相计算器求得工作点控制参数和变量；最优工作点查找表得到的最优控制变量,全桥变换器移相计算器得到的全桥变换器相移,和软开关死区时间生成器得到的死区时间,分别送入PWM调制器,产生各桥臂开关器件的开关函数,从而实现对DAB型直流变换器的闭环控制,具有实现方式简单,闭环响应快稳定性高,功率器件损耗减小和变换器效率提升等优点。(The invention discloses a closed-loop control method of a double-active full-bridge direct-current converter based on a DSP (digital signal processor), wherein the closed-loop control method adopts a closed-loop control structure based on the DSP, and the closed-loop control structure comprises a current loop, an optimal working point lookup table, a full-bridge converter phase-shifting calculator, a soft switch dead-time generator and a PWM (pulse-width modulation) modulator; the current loop takes the reference current as feedforward, and the reference current corrected by the current loop is respectively sent to an optimal working point lookup table and a full-bridge converter phase-shifting calculator to obtain working point control parameters and variables; the optimal control variable obtained by the optimal working point lookup table, the phase shift of the full-bridge converter obtained by the full-bridge converter phase shift calculator and the dead time obtained by the soft switch dead time generator are respectively sent to the PWM modulator to generate the switching function of each bridge arm switching device, so that the closed-loop control of the DAB type direct current converter is realized.)

基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法

技术领域

本发明涉及本发明涉及直流变换器领域，具体涉及一种基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法。

背景技术

双有源全桥(Dual-Active Bridge，DAB型)直流变换器具有电气隔离，功率双向传输和功率密度高等优点，广泛应用于储能等领域。如图1所示，DAB型直流变换器主要由输入侧全桥变换器，输出侧全桥变换器以及高频变压器组成。

传统的DAB型直流变换器的多重移相控制方式中，全桥变换器每个桥臂中的两个开关器件采用互补的开关模式，桥臂和桥臂间的开关相位差为180°。通过控制输入和输出侧全桥变换器之间的开关相位差和全桥变压器桥臂和桥臂间的开关相位差，来控制传输功率的大小和方向。此种控制方式可以保证在一定的传输功率前提下，抑制变换器回流功率，大大减小功率器件的损耗和提升变换器的效率。但是这种控制方式由于存在多个控制变量，大大增加了控制的复杂度和难度。

以三重移相控制为例，给定输入和输出侧直流母线电压，在开关频率不变的情况下，有多达三个控制变量，包括输入侧全桥变换器桥臂间的开关相位差，输出侧全桥变换器桥臂间的开关相位差，以及输入和输出侧全桥变换器间的开关相位差。在传统的多重移相控制方式中，找出最优的一组控制变量，使得进一步降低功率器件损耗和提升变换器效率，是非常困难的。在闭环控制器中，如何设计闭环控制器结构来控制控制变量逼近最优控制变量组合也是很难实现的。

另一方面，在多重移相控制方式中，由于存在多个控制变量，开关器件的ZVS软开关通常难以实现。这就导致了功率器件的开关损耗大大增加。一方面这会降低变换器的效率，另一方面这会大大增加功率器件的温升。如果温升超过功率器件阈值，则会导致器件寿命的降低或损坏。目前比较流行的做法是，设计固定的开关函数死区时间，保证在最差的工作点附近时，仍能实现ZVS软开关。但是这样会导致在其余工作点时，开关器件的体二极管导通时间过长，从而增加不必要的二极管导通损耗，进而降低变换器整体效率。如何动态找出对应每个工作点下的最优开关函数死区时间，既能保证ZVS软开关，又能减小开关器件体二极管导通时间，是非常困难的。

发明内容

本发明目的是：本发明旨在提供一种基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法，具有实现方式简单，闭环响应快稳定性高，功率器件损耗减小和变换器效率提升等优点。

本发明的技术方案是：

基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法，所述双有源全桥直流变换器，即DAB型直流变换器包括输入侧全桥变换器、输出侧全桥变换器，以及连接两侧全桥变换器的高频变压器，所述闭环控制方法采用基于DSP的闭环控制结构，闭环控制结构包括电流环、最优工作点查找表、全桥变换器移相计算器、软开关死区时间生成器和PWM调制器；

电流环以参考电流作为前馈，经电流环修正过后的参考电流分别送入最优工作点查找表和全桥变换器移相计算器求得工作点控制参数和变量；最优工作点查找表得到的最优控制变量，全桥变换器移相计算器得到的全桥变换器相移，和软开关死区时间生成器得到的死区时间，分别送入PWM调制器，产生各桥臂开关器件的开关函数，从而实现对DAB型直流变换器的闭环控制。

优选的，所述电流环将前馈的参考电流与测量电流比较后再经PI调节后作为参考电流的修正值的结构；参考电流由输出侧目标功率和输出侧母线电压的采样值的比值决定；在电流环中，加入限制器，分别对参考电流的修正值和修正过后的参考电流进行限制。

优选的，最优工作点查找表由MATLAB工具对DAB型直流变换器的最优化数学模型进行求解预先得到。

优选的，在基于DSP的闭环控制中，通过对最优工作点查找表进行线性插值查表，得到闭环工作点对应的最优控制变量组合；该最优控制变量组合包括开关频率和输入输出侧全桥变换器内桥臂间的开关相位差。

优选的，所述全桥变换器移相计算器通过对多重移相控制方式下的DAB型直流变换器中的各个桥臂开关函数，等效电路状态变量进行一阶谐波近似，推导出在多重移相控制下稳态状态输出电流直流分量的解析解；通过对解析解的二次分析，推导出在给定直流母线电压，输出电流直流分量，开关频率和输入输出侧全桥变换器内桥臂间的开关相位差的前提下，全桥变换器输入侧和输出侧的开关相位差。

优选的，所述软开关死区时间生成器通过将闭环控制器的输出控制变量代入死区时间解析解，动态实现ZVS软开关所需的开关函数死区时间；软开关死区时间解析解通过对DAB型直流变换器的稳态等效电路和换相等效电路进行数学建模解析求得。

优选的，所述全桥变换器移相计算器以输入输出侧母线电压、电流环输出参考电流以及最优工作点查找表查找所得的最优控制变量作为输入，在全桥变换器移相计算器中，通过最优工作点下的等效电路模型解析求解，得到多重移相控制下的输出侧全桥变换器桥臂对输入侧全桥变换器桥臂的开关相位差占开关周期的比值。

优选的，得到输出侧全桥变换器桥臂对输入侧全桥变换器桥臂的开关相位差占开关周期的比值的方法为：首先对开关函数进行一阶谐波近似，然后对DAB型直流变换器进行等效电路建模，变压器端电压可表达为输入输出侧直流母线电压和全桥变换器中点位输出开关函数之间的关系，而全桥变换器中点位输出开关函数由变换器内各桥臂的开关函数代入得到；根据等效电路模型进行状态空间数学表达，进一步推导出稳态变压器电流的解析解；

另一方面，输入侧全桥变换器的线电流可以表达为输入侧变压器电流和全桥变换器中点位输出开关函数的关系，提取直流分量，得到输入侧直流线电流的表达式，进而得出输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差占开关周期的比值s的方程式；通常情况下，满足条件的比值s有且仅有一个解；如果s存在多个解，则选取靠近零点最近的解。

优选的，所述软开关死区时间生成器通过软开关死区时间算法，得出在给定输入输出侧母线电压和多重移相控制变量下的软开关死区时间，在该软开关死区时间算法中，首先对多重移相控制方式下的DAB型直流变换器中的各个桥臂开关函数，等效电路状态变量进行一阶谐波近似，推导出在多重移相控制下稳态状态变压器电流的解析解；通过对直流变换器换相过程进行等效电路建模，代入稳态变压器电流，推导出满足ZVS软开关必要的死区时间解析解。

本发明的优点是：

本发明的基于DSP的双有源全桥直流变换器的闭环控制方法，采用电流环以参考电流作为前馈，经电流环修正过后的参考电流分别送入最优工作点查找表和全桥变换器移相计算器求得工作点控制参数和变量；最优工作点查找表得到的最优控制变量，全桥变换器移相计算器得到的全桥变换器相移，和软开关死区时间生成器得到的死区时间，分别送入PWM调制器，产生各桥臂开关器件的开关函数，从而实现对DAB型直流变换器的闭环控制，具有实现方式简单，闭环响应快稳定性高，功率器件损耗减小和变换器效率提升等优点。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1为双有源全桥直流变换器的原理图；

图2为双有源全桥直流变换器各个桥臂中上开关的开关函数曲线和全桥变换器中点位输出开关函数曲线；

图3为基于DSP的闭环控制结构原理图。

图4为双有源全桥直流变换器的电路等效模型。

具体实施方式

如图1所示，所述双有源全桥直流变换器，即DAB型直流变换器包括输入侧全桥变换器、输出侧全桥变换器，以及连接两侧全桥变换器的高频变压器。

在多重移相控制方式中，全桥变换器各个桥臂中的上下两个开关采用互补的开关模式，占空比为50％。以输入侧全桥变换器桥臂A的上开关为基准，各个桥臂中上开关的开关函数如图2所示。其中d₁为输入侧全桥变换器中桥臂B对桥臂A的开关相位差；s为输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差；d₂为输出侧全桥变换器桥臂B对桥臂A的开关相位差。

在本实施方式中，以输出侧功率为控制目标，基于DSP的闭环控制结构如图3所示。该控制结构主要由电流环，最优工作点查找表，全桥变换器移相变换器，软开关死区时间生成器和PWM调制器构成。

本实施方式中，电流环的设计采用传统的以参考电流作为前馈，参考电流与测量电流比较后再经PI调节后作为参考电流的修正值的结构。参考电流I_ref由输出侧目标功率P_cmd和输出侧母线电压的采样值V₂的比值决定。在电流环中，加入限制器，分别对参考电流的修正值和修正过后的参考电流进行限制，从而保证电流环参考电流的可控性。经电流环修正过后的参考电流分别送入最优工作点查找表和全桥变换器移相计算器求得工作点控制参数和变量。

本实施方式中，最优工作点查找表由MATLAB工具对DAB型直流变换器的最优化数学模型进行求解预先得到。在该最优化数学模型中，通过对多重移相控制方式下的DAB型直流变换器中的各个桥臂开关函数，等效电路状态变量进行一阶谐波近似，推导出稳态状态变量的解析解。通过解析解的二次分析，推导出在给定直流母线电压、传输功率和开关频率的前提下，多重移相控制下的最优控制变量组合，使得功率器件的导通损耗最小。在基于DSP的闭环控制器中，输入输出侧母线电压的采用值V₁和V₂，以及电流环的输出参考电流I_cmd，作为最优工作点查找表的输入，通过线性插值的算法，得出最优工作点下的最优控制变量组合：开关频率f，输入侧全桥变换器中桥臂B对桥臂A的开关相位差占开关周期的比值d₁和输出侧全桥变换器桥臂B对桥臂A的开关相位差占开关周期的比值d₂。该组最优控制变量分别送入全桥变换器移相计算器，软开关死区时间生成器和PWM调制器。

本实施方式中，输入输出侧母线电压，电流环输出参考电流以及最优工作点查找表查找所得的最优控制变量作为全桥变换器移相计算器的输入。在全桥变换器移相计算器中，通过最优工作点下的等效电路模型解析求解，得到多重移相控制下的输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差占开关周期的比值s。该解析求解s的算法在下文中将作详细说明。

在本实施方式中，为解析求解s，首先对图2所示开关函数进行一阶谐波近似，则每个开关函数可近似表达为：

其中ω为开关角频率。

在本实施方式中，对图1所示的DAB型直流变换器进行等效电路建模。在建模中，采用以下近似：各个开关当成理想开关，变压器当成理想变压器和漏电感串联的结构。电路等效模型如图4所示，其中V_p(t)和V_s(t)分别代表输入侧和输出侧变压器的端电压，L为变压器对输入侧等效漏电感。变压器端电压可表达为输入输出侧直流母线电压和全桥变换器中点位输出开关函数之间的关系，如下所示：

V_p＝V₁S_p(t)＝V₁(S_1A-S_1B)

V_s＝V₂S_c(t)＝V₂(S_2A-S_2B)

代入开关函数的表达式，全桥变换器中点位输出开关函数可表达为：

对等效电路模型进行状态空间数学表达，如下：

其中N为变压器输出侧对输入侧的线圈匝数比，i_L(t)为输入侧变压器电流。由于变压器电流无稳态直流分量，上述状态空间方程的稳态解可表达为：

i_L(t)＝k_c cos(ωt)+k_s sin(ωt)

其中

另一方面，输入侧全桥变换器的线电流可以表达为输入侧变压器电流和全桥变换器中点位输出开关函数的关系，如下：

i_o(t)＝i_L(t)S_p(t)

在上述表达式中，提取直流分量，可以得到输入侧直流线电流的表达式：

整理以上表达式，可得输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差占开关周期的比例s的方程式，如下：

αcos(2πs)+βsin(2πs)＝γ

其中系数α，β和γ可分别表达为

α＝sin(2πd₁)+sin(2π(d₂-d₁))-sin(2πd₂)

β＝1-cos(2πd₁)+cos(2π(d₂-d₁))-cos(2πd₂)

本发明中，假设存在相位

满足

则关于s的方程式可简化为

解析求解上述方程式，可得

或

其中相位θ满足

通常情况下，满足条件的s有且仅有一个解。如果s存在多个解，则选取靠近零点最近的解。这是由于在同一工作点下，输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差占开关周期的比例越靠近零点，变压器一阶谐波电流幅值越小，变换器导通损耗越小。

本实施方式中，为实现在DSP中快速求解相位和θ，提出如下利用拉格朗日差值和计算机查找得出的对arctan的估算表达式

通过与实际值的比较，该估算表达式的最大绝对误差仅为0.0037。

本实施方式中，采用arctan的估算表达式，结合相位

和θ分别满足的关系式，可以得到相位

和θ的近似解析表达式：

本实施方式中，全桥变换器移相计算器通过如上所述的解析算法，得到多重移相控制下的输出侧全桥变换器桥臂A对输入侧全桥变换器桥臂A的开关相位差占开关周期的比值s，并送入PWM调制器和软开关死区时间生成器。

本实施方式中，软开关死区时间生成器通过特定的算法，得出在给定输入输出侧母线电压和多重移相控制变量下的软开关死区时间dt_1A，dt_1B，dt_2A和dt_2B，如图2所示。其中dt_1A和dt_1B分别为输入侧全桥变换器桥臂A和B的开关上升沿或下降沿死区时间，dt_2A和dt_2B分别为输出侧全桥变换器桥臂A和B的开关上升沿或下降沿死区时间。在该软开关死区时间算法中，首先对多重移相控制方式下的DAB型直流变换器中的各个桥臂开关函数，等效电路状态变量进行一阶谐波近似，推导出在多重移相控制下稳态状态变压器电流的解析解。通过对直流变换器换相过程进行等效电路建模，代入稳态变压器电流，推导出满足ZVS软开关必要的死区时间解析解。

本实施方式中，最优工作点查找表得到的最优控制变量，全桥变换器移相计算器得到的全桥变换器相移，和软开关死区时间生成器得到的死区时间，分别送入PWM调制器，产生各桥臂开关器件的开关函数，从而实现对DAB型全桥变换器的闭环控制。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明主要技术方案的精神实质所做的修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。