阅读说明：本技术 一种单相pwm整流器的直接电流控制方法 (direct current control method of single-phase PWM rectifier ) 是由 吴宁 肖静 韩帅 陈卫东 孙乐平 冯玉斌 吴宛潞 郭小璇 于 2019-09-11 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种单相PWM整流器的直接电流控制方法,根据有功电流指令、无功电流指令和电网同步旋转角数据计算出虚拟电流信号,将三相PWM整流器中广泛应用的基于PI控制器的直接电流控制方法成功运用于单相PWM整流器场合。本发明不仅能够实现对电流的无静差跟踪,同时允许有功电流和无功电流的独立控制。与常规基于延迟法构造电流信号相比,该方法无需引入延时模块,电流响应速度大幅提高。同时虚拟电流信号计算不依赖系统参数,系统具有很强的稳定性和抗干扰能力。(The invention discloses a direct current control method of a single-phase PWM rectifier, which calculates a virtual current signal according to an active current instruction, a reactive current instruction and power grid synchronous rotation angle data and successfully applies the direct current control method based on a PI controller widely applied to the three-phase PWM rectifier to the single-phase PWM rectifier occasion. The invention can realize the non-static tracking of the current and simultaneously allow the independent control of the active current and the reactive current. Compared with the conventional method for constructing the current signal based on the delay method, the method does not need to introduce a delay module, and the current response speed is greatly improved. Meanwhile, the virtual current signal calculation does not depend on system parameters, and the system has strong stability and anti-interference capability.)

一种单相PWM整流器的直接电流控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域中单相PWM变流器控制系统领域，尤其涉及一种单相PWM整流器的直接电流控制方法。

背景技术

随着电力电子器件性能的不断提高，单相PWM整流器因为具有原理结构简单、能量双向流动、直流侧电压可控、单位功率因数等优点，在铁路机车牵引、光伏并网、电力电子变压器、静止无功发生器等领域得到广泛应用。正因为如此，单相PWM整流器及其控制技术正逐渐成为科研机构和工业领域的研究热点。

对于现有单相PWM整流器控制方法，主要分为基于静止坐标系的比例谐振(PR)控制和基于同步旋转坐标系的比例积分(PI)控制两大类。虽然采用比例谐振(PR)控制可以实现对正弦电流的无静差控制，但PR控制器对电网频率变化敏感，且稳定性较差。基于同步旋转坐标系的PI控制已经在三相PWM整流器中得到广泛的应用。该方法通过坐标变换，将静止坐标系下的交流量变换为同步旋转坐标系下的直流分量，实现对有功电流和无功电流的独立控制。与三相PWM整流器相比，单相PWM整流器要实现交流量的坐标旋转变换，需要构造出一个与实际系统交流量正交的虚拟交流量来满足设计要求。常规方案采用基于时间延迟法构造两相正交信号，该方法通过将实际物理量延迟1/4个电网周期构造出虚拟正交分量。延迟法虽然简单，但是若实际物理量发生任何形式的突变，如电流指令突变，都会在1/4个电网周期后反应在虚拟分量中，因此会恶化系统的动态响应，使系统变慢甚至引起振荡，严重影响系统的动态性能。目前较新颖的方法是利用单相PWM整流器系统模型，构造虚拟电路来获取正交电流分量，即虚拟电路法。虽然该方法使电流响应速度提高，但该方法依赖系统参数，一旦实际电路与虚拟电路的电路参数(例如连接电感参数)不相同，电流会发生畸变，严重影响系统的稳定性和抗干扰能力。

发明内容

本发明针对现有技术不足，提供一种单相PWM整流器的直接电流控制方法，该控制方法采用有功电流指令，无功电流指令和电网同步旋转角数据重新构造两相正交电流信号，实现同步旋转坐标系下有功电流分量和无功电流分量的分解，进而实现对有功电流和无功电流的独立控制；该方法实时计算虚拟电流信号，电流响应速度大幅提高，同时，该方法不依赖系统参数，系统稳定性抗干扰能力和进一步增强。

一种单相PWM整流器的直接电流控制方法，包括以下步骤：

步骤S1，采用信号滞后60°的方法，将网侧单相电压u_s滞后60°，得到u₆₀；并令u_s等于u_a，-u₆₀等于u_c，其中，u_a为电网a相交流电压信号，u_c为电网c相交流电压信号；

步骤S2，根据步骤S1所得到的电网a相交流电压信号u_a、电网c相交流电压信号u_c，根据三相电网电压对称原理，利用公式(1)，计算出电网b相电压信号u_b：

u_b＝-u_a-u_c (1)；

步骤S3，根据步骤S1所得到的电网a相交流电压信号u_a、电网c相交流电压信号u_c和S2所得到的电网b相电压信号u_b，使用CLACK变换，即公式(2)，得到两相静止坐标系下的电压信号u_α、u_β：

步骤S4，根据步骤S3所得到的两相静止坐标系下的电压信号u_α、u_β，按公式(3)，计算电网同步旋转角sinθ、cosθ：

步骤S5，采用电压传感器采集直流侧电压u_dc，直流侧参考电压值u_dc ^*直接给定，将采集得到的直流侧电压u_dc和直流侧参考电压u_dc ^*做差比较，将做差比较后的结果输入PI控制器，得到有功电流指令i_d ^*，无功电流指令i_q ^*直接给定；

步骤S6，将步骤S4计算得到的电网同步旋转角sinθ、cosθ、步骤S5得到的有功电流指令值i_d ^*、直接给定的无功电流指令值i_q ^*输入虚拟电流构造模块，计算虚拟正交电流信号i_m；

步骤S7，使用电流传感器采集实际电流i_s，根据步骤S4所获得的电网同步旋转角sinθ、cosθ，按公式(4)，将实际电流i_s和步骤S6所获得的虚拟正交电流信号i_m变换到同步旋转坐标系下，得到有功电流分量i_d和无功电流分量i_q：

步骤S8，将步骤S7得到的有功电流分量i_d和无功电流分量i_q分别与步骤S5得到的有功电流指令i_d ^*、无功电流指令i_q ^*做差比较后，将做差比较后的结果输入PI电流控制器，PI电流控制器输出得到d轴电压指令信号u_d ^*和q轴电压指令信号u_q ^*；

步骤S9，根据步骤S4所获得的电网同步旋转角sinθ、cosθ和步骤S8中获得的d轴电压指令信号u_d ^*和q轴电压指令信号u_q ^*，按公式(5)，进行旋转坐标系到静止坐标系变换，获得静止坐标系下的调制波信号u_α ^*和u_β ^*：

步骤S10，根据步骤S9中获得的静止坐标系下的调制波信号u_α ^*作为最终的调制信号，使用正弦脉宽调制技术进行调制，生成开关信号驱动单相PWM整流器工作，静止坐标系下的调制波信号u_β ^*被舍弃。

进一步地，所述步骤S6计算虚拟正交电流信号i_m，具体步骤如下：

步骤S61，将步骤S5计算得到的有功电流指令i_d ^*和无功电流指令i_q ^*分别进行平方，再相加，将平方和的结果开根号作为虚拟轴电流幅值A；

步骤S62，将步骤S5直接给定的无功电流指令i_q ^*除以有功电流指令i_d ^*，并将结果做反正切三角函数运算，得到虚拟轴电流初相位

步骤S63，根据步骤S4计算得到的电网同步旋转角sinθ、cosθ，步骤S61和步骤S62获得的虚拟轴电流幅值A和初相位按公式(8)，计算与实际电网信号正交的虚拟正交电流信号i_m：

本发明的有益效果为：

1、本发明将三相PWM整流器直接电流控制方法引入单相PWM整流器系统，使用PI控制器实现系统有功电流和无功电流的独立控制，能实现对电流信号的无差跟踪，控制性能高。

2、与现有基于时间延迟法构造两相正交信号方法相比，本发明通过电流指令信号和电网相位角数据计算虚拟轴电流信号，算法计算简单，电流动态响应速度快。

3、与现有的虚拟电路法相比，构造虚拟电路获取正交电流不依赖系统参数，系统稳定性和抗干扰能力增强。

附图说明

图1为单相PWM整流器拓扑图。

图2为基于虚拟电流构造模块的单相PWM整流器直接电流控制整体框图。

图3为虚拟电流构造模块内部示意图。

图4为脉宽调制技术原理示意图。

图5为延时方法在dq旋转坐标系下的电流响应实验图。

图6为虚拟电路法在dq旋转坐标系下的电流响应实验图。

图7为本发明在dq旋转坐标系下的电流响应实验图。

图8为虚拟电路法在dq旋转坐标系下的稳定性测试实验图。

图9为本发明在dq旋转坐标系下的稳定性测试实验图。

具体实施方式

上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理和最佳实施例，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

下面结合附图和具体实施例，对本发明做进一步详细说明。

本发明针对单相PWM整流器缺少自由度的特点，利用有功电流指令、无功电流指令和电网同步旋转角数据计算出一个与实际单相电流信号相正交的虚拟电流分量，然后在两相静止坐标系下通过坐标变换，将交流正交电流信号变换为等效的直流电流信号，使用PI控制器实现对有功电流和无功电流的独立控制。特别地，该虚拟电流分量由有功电流指令、无功电流指令和电网相位角计算得到，不依赖系统参数。由此可见，系统稳定性和抗干扰能力得到进一步加强，系统动态响应更加迅速。

如图1所示为本发明的单相PWM整流器拓扑图，u_s为电网电压，i_s为电网电流，L为滤波电感，R_L为滤波电感等效电阻，R为直流侧等效负载；u_dc为直流侧电压，u_c为交流侧电压，单相PWM整流器系统交流侧数学方程为：

由于单相系统主电路缺少自由度，构造一个镜像电路，得到虚拟正交电压信号u_m，虚拟正交电流信号i_m，然后得到两相系统下的交流侧数学方程：

方程(Ⅱ)中，i_s为电网电流，i_m为虚拟正交电流信号，u_s为电网电压，u_sm为虚拟电路在静止坐标系下交流电压源，u_c为实际电路整流器逆变侧电压，u_cm为虚拟电路在整流器逆变侧电压。

在使用静止到旋转坐标变换，得到单相PWM整流器在d-q旋转坐标系下的数学方程，数学方程为：

方程(Ⅲ)中，i_d为有功电流分量，i_q为无功电流分量，u_d为交流电压源有功电压分量，u_q为交流电压源无功电压分量，u_cd为整流器逆变侧有功电压分量，u_cq为整流器逆变侧无功电压分量，R为直流侧等效负载，L为滤波电感，ω为电网角频率。

从方程(Ⅲ)可知，单相PWM整流器在dq旋转坐标系下的数学方程和三相PWM整流器在d-q旋转坐标系下的数学方程一致，因此，使用三相PWM整流器的直接电流控制方法，实现对有功电流和无功电流的独立控制。

如图2所示为本发明的控制方法控制框图，一种单相PWM整流器的直接电流控制方法，包括以下步骤：

步骤S1，采用信号滞后60°的方法，将网侧单相电压u_s滞后60°，得到u₆₀；并令u_s等于u_a，-u₆₀等于u_c，其中，u_a为电网a相交流电压信号，u_c为电网c相交流电压信号。

步骤S2，根据步骤S1所得到的电网a相交流电压信号u_a、电网c相交流电压信号u_c，根据三相电网电压对称原理，利用公式(1)，计算出电网b相电压信号u_b：

u_b＝-u_a-u_c (1)。

步骤S3，根据步骤S1所得到的电网a相交流电压信号u_a、电网c相交流电压信号u_c和S2所得到的电网b相电压信号u_b，使用CLACK变换，即公式(2)，得到两相静止坐标系下的电压信号u_α、u_β：

步骤S4，根据步骤S3所得到的两相静止坐标系下的电压信号u_α、u_β，按公式(3)，计算电网同步旋转角sinθ、cosθ：

步骤S5，采用电压传感器采集直流侧电压u_dc，直流侧参考电压值u_dc ^*直接给定，将采集得到的直流侧电压u_dc和直流侧参考电压u_dc ^*做差比较，将做差比较后的结果输入PI控制器，得到有功电流指令i_d ^*，无功电流指令i_q ^*直接给定。

步骤S6，将步骤S4计算得到的电网同步旋转角sinθ、cosθ、步骤S5得到的有功电流指令值i_d ^*、直接给定的无功电流指令值i_q ^*输入虚拟电流构造模块，计算虚拟正交电流信号i_m，如图3所示，具体步骤如下：

步骤S61，将步骤S5计算得到的有功电流指令i_d ^*和无功电流指令i_q ^*分别进行平方，再相加，将平方和的结果开根号作为虚拟轴电流幅值A：

步骤S62，将步骤S5直接给定的无功电流指令i_q ^*除以有功电流指令i_d ^*，并将结果做反正切三角函数运算，得到虚拟轴电流初相位

步骤S63，根据步骤S4计算得到的电网同步旋转角sinθ、cosθ，步骤S61和步骤S62获得的虚拟轴电流幅值A和初相位按公式(6)，计算与实际电网信号正交的虚拟正交电流信号i_m：

步骤S7，使用电流传感器采集实际电流i_s，根据步骤S4所获得的电网同步旋转角sinθ、cosθ，按公式(7)，将实际电流i_s和步骤S6所获得的虚拟正交电流信号i_m变换到同步旋转坐标系下，得到有功电流分量i_d和无功电流分量i_q：

步骤S8，将步骤S7得到的有功电流分量i_d和无功电流分量i_q分别与步骤S5得到的有功电流指令i_d ^*、无功电流指令i_q ^*做差比较后，将做差比较后的结果输入PI电流控制器，PI电流控制器输出得到d轴电压指令信号u_d ^*和q轴电压指令信号u_q ^*。

步骤S9，根据步骤S4所获得的电网同步旋转角sinθ、cosθ和步骤S8中获得的d轴电压指令信号u_d ^*和q轴电压指令信号u_q ^*，按公式(8)，进行旋转坐标系到静止坐标系变换，获得静止坐标系下的调制波信号u_α ^*和u_β ^*：

步骤S10，根据步骤S9中获得的静止坐标系下的调制波信号u_α ^*作为最终的调制信号，使用正弦脉宽调制技术进行调制，调制技术原理图如图4所示，将三角载波C和调制波u_α ^*合成的PWM信号发送给功率器件，生成开关信号驱动单相PWM整流器工作，静止坐标系下的调制波信号u_β ^*被舍弃。

图5～图7为给定电流指令时的电流响应实验。为实现对电流指令响应，将PWM整流器直流侧连接电阻改为连接直流电源，直流电源为400V，在0.15s给定无功电流指令值20A，在0.18s给定有功电流指令值10A，交流侧连接电网电压为220V，连接电抗的电感值为10mH，连接电抗的电阻值为0.01Ω。如图5所示，采用时间延迟法，由于构造虚拟轴电流需要1/4个电网周期，因此动态过程中实际有功电流分量i_d和无功电流分量i_q响应过程中出现电流畸变现象，响应时间超过5ms，无法实时跟踪指令值；如图6所示，采用虚拟电路法，对指令电流进行实时跟踪，且实际有功电流分量i_d和无功电流分量i_q无畸变现象，电流信号响应时间约为1ms，电流信号响应速度大幅提高；如图7所示，采用本发明方法，对指令电流进行实时跟踪，且实际有功电流分量i_d和无功电流分量i_q无畸变现象，电流信号响应时间约为1ms，电流信号响应速度大幅提高。

在实际系统中，随着系统功率等级的提高或是运行时间的增加，实际电路中的连接电感参数将发生变化，导致与虚拟电路法中的虚拟电路连接电感参数不一致。为进一步比较虚拟电路法和本发明方法对电路参数敏感性的试验效果，进行稳定性测试实验。此时实际电路的连接电感参数为12mH，PWM整流器直流侧连接电阻改为连接直流电源，直流电源为400V，在0.15s给定无功电流指令值20A，在0.18s给定有功电流指令值10A，交流侧连接电网电压为220V，连接电抗的电阻值为0.01Ω。采用虚拟电路法时，将虚拟电路连接电感参数变为24mH，如图8所示，实验结果说明，有功电流分量i_d和无功电流分量i_q响应过程中，即暂态过程中未出现畸变现象，电流信号响应时间约为1ms，电流响应速度较快，但因为实际电路电感参数和虚拟电路电感参数不一致，有功电流分量i_d和无功电流分量i_q会出现畸变现象(稳态过程)，系统稳定性较差。如图9所示，采用本发明方法，由于不依赖系统参数，不仅电流响应速度较快，电流信号响应时间约为1ms，暂态和稳态过程中电流都未出现畸变现象，系统稳定性和抗干扰性更强。

本发明不局限于以上所述的具体实施方式，以上所述仅为本发明的较佳实施案例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。