阅读说明：本技术 一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线 (phased array antenna based on continuously adjustable substrate integrated waveguide phase shifter ) 是由 葛磊 季媛 于 2019-09-06 设计创作，主要内容包括：本发明属于无线通信技术领域,涉及一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线,包括馈电网络、移相器和辐射单元；所述馈电网络连接于所述移相器和辐射单元之间；所述馈电网络包括转换器、T型功率分配器和Y型功率分配器；所述转换器输出端与T型功率分配器输入端连接,所述T型功率分配器输出端分别连接一个Y型功率分配器的输入端,所述Y型功率分配器的输出端分别连接一个移相器。本发明具有天线低成本、结构紧凑、集成度高、连续扫描角度范围大的特点。(The invention belongs to the technical field of wireless communication, and relates to a phased array antenna based on a continuously adjustable substrate integrated waveguide phase shifter, which comprises a feed network, a phase shifter and a radiation unit, wherein the feed network is connected with the phase shifter; the feed network is connected between the phase shifter and the radiation unit; the feed network comprises a converter, a T-shaped power divider and a Y-shaped power divider; the output end of the converter is connected with the input end of the T-shaped power divider, the output end of the T-shaped power divider is respectively connected with the input end of a Y-shaped power divider, and the output end of the Y-shaped power divider is respectively connected with a phase shifter. The invention has the characteristics of low cost of the antenna, compact structure, high integration level and large continuous scanning angle range.)

一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线。

背景技术

近年来，基于802.11ac标准的5G Wi-Fi (覆盖工作频段5.15-5.85GHz)技术越来越受到人们的关注，相比上一代，它具有更高的数据传输率和更宽的信道带宽。值得注意的是，波束形成相控阵天线可以极大地提高5G Wi-Fi设备的传输效率和覆盖范围。然而，传统的相控阵天线通常受到波束扫描范围有限、成本高、体积大、结构复杂等缺点制约。因此，当下迫切需要设计出成本低、结构紧凑、易于加工和集成、同时能够实现大角度扫描的相控阵天线。

基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide, SIW)技术具有低成本、低剖面、低损耗、加工简单和易于集成的优点，因此非常适合用来设计相控阵天线。一般来讲，基于SIW的波束形成网络通常有两种形式：一种是采取现有的波束形成网络结构，比如巴特勒矩阵或者罗特曼透镜；另一种方法是将数字或者模拟移相器与馈电网络连接。第一种方式的缺点是只能实现非常有限的离散扫描角度，而且随着所需波束指向需求的增加，其大小和复杂性将极大的增大。相比较而言，第二种方法实现起来更加简单，但是由于现有的传统移相器体积较大，造成系统的集成度较低仍是需要解决的问题。

在目前已公开的文献中，有的采用表面贴装的数字式移相器与SIW槽天线连接，只能得到较小的离散的波束扫描范围和较窄的带宽；有的采用外置数字式移相器、外置功率分配器、同轴电缆、控制电脑来调节SIW槽天线的相位，可以得到较大角度的扫角，但是此方案集成度低、系统体积庞大、成本高；还有一种方式是采用铁氧体低温共烧陶瓷(LTCC)技术结合SIW技术实现天线单元相位的连续可调，并且系统体积小，但是受限于可用的LTCC层数，较难实现大角度扫描。

上述的各方面缺陷将限制这些相控阵天线在5G Wi-Fi系统中的应用。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线，以使天线低成本、结构紧凑、集成度高、连续扫描角度范围大。

为了实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：

一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线，包括馈电网络、移相器和辐射单元；所述馈电网络连接于所述移相器和辐射单元之间。

进一步的，所述馈电网络包括转换器和功率分配器，所述转换器的输出端与所述功率分配器的输入端连接，所述功率分配器的输出端与移相器连接。

进一步的，所述功率分配器包括T型功率分配器和Y型功率分配器，所述T型功率分配器的输入端与转换器的输出端连接，所述T型功率分配器的输出端分别连接一个Y型功率分配器的出入端，所述Y型功率分配器的输出端分别连接一个移相器的输入端。

进一步的，所述转换器包括一对扇形槽。

进一步的，所述移相器包括第一介质基板和第二介质基板，所述第一介质基板和第二介质基板之间设有第一金属化层，所述第二介质基板远离第一介质基板的一侧设有第二金属化层，所述第一介质基板远离第二介质基板的一侧设有第三金属化层，所述第一金属化层设有第一耦合槽。

进一步的，所述第二金属化层和第三金属化层上分别设有矩形环槽，所述矩形环槽内设有第一贴片。

进一步的，所述矩形环槽的长边到第一贴片的距离大于其短边到第一贴片的距离。

进一步的，所述第一贴片和对应金属化层之间连接有变容二极管。

进一步的，所述辐射单元包括谐振腔，所述谐振腔内设有第二耦合槽，所述第二耦合槽偏移于所述谐振腔的y方向中心轴线设置。

进一步的，所述辐射单元还包括第三介质基板，所述第三介质基板远离第二耦合槽的一侧设有第二贴片。

本发明的有益效果：

1、本发明采用连续可调SIW移相器，可以实现天线大角度的实时连续扫描，通过将移相器与馈电网络和辐射单元集成在一个整体结构中，具有集成度高、结构紧凑的优点；

2、本发明中的连续可调移相器，通过采用双层反射型结构，一方面节省了水平方向上的平面面积，另一方面增加了最大相移角度；

3、本发明中，通过在移相器的第二金属化层和第三金属化层刻蚀矩形环槽，得到一块与接地板隔离的第一贴片用于给变容二极管馈电，因而更易于实现偏置电路的安装；

4、本发明在辐射单元的输入端之间设置金属柱，起到调节天线阻抗匹配的作用；

5、本发明中通过偏移谐振腔上第二耦合槽的位置，拓展了相控阵天线的带宽；

6、本发明中，通过在第二耦合槽上方增加第二贴片，进一步增加相控阵天线的带宽和增益，非常适用于5G Wi-Fi频段系统的应用。

附图说明

图1是本发明中基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线的结构示意图；

图2是本发明中馈电网络的俯视结构示意图；

图3是本发明中移相器的俯视结构示意图；

图4是本发明中移相器的剖视结构示意图；

图5是本发明中辐射单元的俯视结构示意图；

图6是本发明实验中馈电网络俯视状态下的尺寸标注示意图；

图7是本发明实验中移相器和辐射单元俯视状态下的尺寸标注示意图；

图8是本发明实验中移相器的施加电压与传输系数和反射系数图；

图9是本发明实验中移相器的施加电压与相位的关系图；

图10是本发明实验中相控阵天线在不同扫描角度下回波损耗的仿真和实测结果图；

图11是本发明实验中相控阵天线在不同扫描角度下的仿真和实测H面辐射方向图；

图12是本发明实验中相控阵天线在不同扫描角度下的仿真和实测E面辐射方向图。

图中标识：1-馈电网络、11-转换器、111-扇形槽、12- T型功率分配器、121-第一金属化通孔、122-第二金属化通孔、13-Y型功率分配器、131-第三金属化通孔、132-第四金属化通孔、14-第五金属化通孔；

2-移相器、21-第六金属化通孔、22-第七金属化通孔、23-第一耦合槽、24-矩形环槽、25-第一贴片；

3-辐射单元、31-第八金属化通孔、32-谐振腔、33-第二耦合槽、34-第二贴片、35-第九金属化通孔；

4-第一介质基板、5-第二介质基板、6-第三介质基板、7-变容二极管。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

在本发明实施例中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

实施例中，以图中所示坐标轴方向为参考来描述所述相控阵天线，但不应理解为对本发明中所述相控阵天线的限制。

参考附图1所示，实施例中提供了一种基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线，包括馈电网络1、移相器2和辐射单元3；所述馈电网络1连接于所述移相器2和辐射单元3之间。实施例中，所述馈电网络1的输出端与移相器2的输入端连接，所述移相器2的输出端与所述辐射单元3的输入端连接。

具体的，实施例中，所述基于连续可调基片集成波导移相器的相控阵天线包括第一介质基板4、第二介质基板5和第三介质基板6，所述第一介质基板4、第二介质基板5和第三介质基板6由下至上依次设置。实施例中，所述第一介质基板4和第二介质基板5之间设有第一金属化层；所述第二介质基板5远离第一介质基板4的一侧设有第二金属化层；所述第一介质基板4远离第二介质基板5的一侧设有第三金属化层。所述馈电网络1设置于第一介质基板4上；所述移相器2设置于第一介质基板4和第二介质基板5上；所述辐射单元3设置于第二介质基板5上；实施例中，所述馈电网络1靠近第一介质基板4的一端设置，所述移相器2靠近第一介质基板4的另一端设置。

参考附图2所示，实施例中，所述馈电网络1为等幅同相馈电；所述馈电网络1包括转换器11和功率分配器，所述转换器11的输出端与所述功率分配器的输入端连接，所述功率分配器的输出端与移相器2连接；所述转换器11包括一对扇形槽111；所述功率分配器包括T型功率分配器12和Y型功率分配器13，所述T型功率分配器12的输入端与转换器11的输出端连接，所述T型功率分配器12的输出端分别连接一个Y型功率分配器13的输入端，所述Y型功率分配器13的输出端分别连接一个移相器2。

实施例中，所述转换器11的输出端连接一个T型功率分配器12的输入端；所述T型功率分配器12的两个输出端各自连接一个Y型功率分配器13的输入端；两个Y型功率分配器13的四个输出端分别连接一个移相器2的输入端；因此，形成一个一分为四的功率分配网络。

实施例中，所述第一介质基板4上设有连接第一金属化层和第三金属化层的多个第五金属化通孔14，所述第五金属化通孔14沿着转换器11、T型功率分配器12和Y型功率分配器13的轮廓排列设置；所述转换器11的输入端靠近第一介质基板4的边缘设置；所述转换器11中的第一金属化层上刻蚀出一对扇形槽111，用于获得更优的阻抗匹配。

实施例中，所述T型功率分配器12的中心轴线上设有第一金属化通孔121，所述第一金属化通孔121连通第一金属化层和第三金属化层；所述T型功率分配器12和Y型功率分配器13的连接弯折处的对角线上设有第二金属化通孔122，所述第二金属化通孔122连通第一金属化层和第三金属化层；所述Y型功率分配器13的中心轴线处设置第三金属化通孔131，所述第三金属化通孔131连通第一金属化层和第三金属化层；所述Y型功率分配器13的弯折处对角线上设置第四金属化通孔132，所述第四金属化通孔132连通第一金属化层和第三金属化层。

参考附图1、图3和图4所示，实施例中，所述移相器2包括第一介质基板4和第二介质基板5，所述第一介质基板4和第二介质基板5之间设有第一金属化层，所述第二介质基板5远离第一介质基板4的一侧设有第二金属化层，所述第一介质基板4远离第二介质基板5的一侧设有第三金属化层，所述第一金属化层设有第一耦合槽23。

实施例中，所述移相器2设置于第一介质基板4和第二介质基板5上；所述移相器2对应第一介质基板4远离馈电网络1的一端设置，所述第二介质基板5设于第一介质基板远离馈电网络1的一端；所述移相器2的输入端位于第一介质基板4上，且所述移相器2的输入端与馈电网络1的输出端连接；所述移相器2的输出端位于第二介质基板5上，且其输出端分别与一个辐射单元3的输入端连接。

实施例中，所述移相器2呈长方体；所述第一介质基板4上对应移相器长边位置设有排列的第六金属化通孔21，所述第六金属化通孔21连通第一金属化层和第三金属化层；相邻的移相器2共用一排第六金属化通孔21；所述第一介质基板4位于第六金属化通孔21远离馈电网络的一端设置有一排第七金属化通孔22，进行终端短路，所述第七金属化通孔22连通第一金属化层和第三金属化层。实施例中，所述第二介质基板5上设有与第六金属化通孔21和第七金属化通孔22对应的金属化通孔，且分别连通第一金属化层和第二金属化层。

实施例中，所述第一金属化层通过刻蚀得到第一耦合槽23，所述第一介质基板4和第二介质基板5之间通过第一耦合槽23紧密连接，形成90°混合接头；所述第一耦合槽23为纵向耦合槽，即沿相控阵天线的x轴方向延伸设置；所述第一耦合槽23偏移基片集成波导传输线中心轴线设置，所述第一耦合槽23的长度约为相控阵天线工作频率的波导波长。

实施例中，所述第二金属化层和第三金属化层上分别设有矩形环槽24，所述矩形环槽24内设有第一贴片25；所述矩形环槽24到第七金属化通孔22的距离为相控阵天线工作频率的波导波长的四分之一。

实施例中，所述矩形环槽24的长边到第一贴片25的距离大于其短边到第一贴片25的距离；所述环形槽24短边到第一贴片25的距离无穷小，但不为零。

实施例中，所述第一贴片25和对应金属化层之间连接有变容二极管7；所述变容二极管7对应所述矩形环槽24长边的中线位置设置；所述变容二极管7的阳极与第一贴片25连接，所述变容二极管7的阴极与对应的金属化层连接。

实施例中，所述第一贴片25通过导线与直流电源的正极连接；对应金属化层通过导线与直流电源的负极连接，从而是变容二极管7的正极与直流电源的正极连接，使变容二极管7的负极与直流电源的负极连接；四组所述移相器2的变容二极管7分别由四个直流电源独立控制，通过调节每组变容二极管7的等效电容，以此改变对应辐射单元3的相位，从而实现连续的波束扫描。

参考附图1和图5所示，实施例中，所述辐射单元3包括谐振腔32，所述谐振腔32内设有第二耦合槽33，所述第二耦合槽33偏移于所述谐振腔32的y方向中心轴线设置；所述辐射单元3还包括第三介质基板6，所述第三介质基板6远离第二耦合槽33的一侧设有第二贴片34；所述第三介质基板6设于第二介质基板5远离第一介质基板4的一侧；所述第三介质基板6对应第二介质基板5上辐射单元3的位置设置。实施例中，所述每个移相器2连接一个辐射单元3；所述辐射单元3的边缘环绕设有第九金属化通孔35，所述第九金属化通孔35连通第一金属化层和第二金属化层；所述辐射单元3的输入端沿y方向上向内排列设置有相对的两排第八金属化通孔31，所述第八金属化通孔31连通第一金属化层和第二金属化层；从而，形成谐振腔32；实施例中，所述谐振腔32可以但不限制于是长方形、正方形等形状；所述第八金属化通孔31的个数与调节辐射单元3的阻抗匹配。

实施例中，第二金属化层位于谐振腔32内的一部分刻蚀有第二耦合槽33，所述第二耦合槽33为沿y方向的横向耦合槽，并且所述第二耦合槽33偏移于所述谐振腔32的y方向中心轴线设置；此时，可以在谐振腔32中激励起TE210和TE110的混合模式，得到的两个谐振频点拓宽了辐射单元3的阻抗带宽。

在一些实施例中，所述第二耦合槽33与第三介质基板6之间设有一个空气层，所述空气层的厚度与根据相控阵天线的工作带宽设置；所述第三介质基板6上设有第二贴片34，所述第二贴片34为方形贴片；所述第二贴片34的长度与所述第二耦合槽33在y方向上的长度相同。在一些实施例中，所述第二贴片34的y轴方向上的中心线与第二耦合槽33的y轴方向上的中心线重合设置。通过设置第二耦合槽33与第二贴片34之间的空气层，进一步增加了辐射单元3的带宽和增益。

在另外一些实施例中，所述第二贴片34的y轴中心线偏移于第二耦合槽33在y轴方向上的中心线设置。

实施例中，所述第二贴片34的尺寸和位置可根据天线的工作频率具体设置。

在另外一些实施例中，所述空气层可用泡沫板替代，所述第二贴片34直接设置于所述泡沫板远离第二介质基板5的一侧。

以下结合具体的实验对所述相控阵天线特性做进一步说明：

以中心工作频率在5.5GHz的相控阵天线为例，采用的第一介质基板4和第二介质基板5相对介电常数均为2.33，厚度均为3.175mm，损耗角正切均为0.0012；第三介质基板6相对介电常数为3.38，厚度为0.508mm，损耗角正切为0.0027；第二介质基板5和第三介质基板6之间的空气层厚度设为3mm。该相控阵天线的各尺寸参数如下：

如图6，实验中，所述转换器11的尺寸为：w1=14.8mm, w2=4.5mm, w3=0.3mm, w4=3.2mm, w5=27.6mm, d1=12.5mm, d2=11.2mm；所述T型功率分配器12的尺寸为：w6=25.1mm,d3=10.6mm, d4=14mm, d5=25.1mm, dv1=1.2mm, dv2=3.4mm；所述Y型功率分配器13的尺寸为：d6=24.2mm, d7=2.2mm, d8=16.5mm, d9=7.1mm, d10=49.3mm, dv3=1.2mm, dv4=1mm。

如图7，实验中，所述移相器2的尺寸为：Lps=67.6mm, Wps=25.1mm, Ls1=34.5mm,Ws1=0.7mm, Ds1=2mm, Ds2=1.5mm, Ls2=18.5mm, Ws2=0.8mm, Ls3=4.8mm, Ws3=0.1mm,Dv=12.5mm, Sv=1.6mm, dv=0.8mm；所述变容二极管7采用Skyworks公司的型号为SMV2020-079LF的变容二极管，当施加电压范围为0-20V时，对应的等效电容范围为0.35-3.2pF；所述辐射单元3的尺寸为：Wc=22.9mm, Lc=22.9mm, Lp=15.5mm, Ls=15.5mm, Ws=2.5mm, Ds=9.25mm, Lf=16.18mm。

本实施例的相控阵天线是用Ansys公司的商业全波电磁仿真软件HFSS建模仿真设计。

附图8和图9分别是本实施例中的基片集成波导移相器在给变容二极管施加不同偏置电压时的传输系数、反射系数曲线图以及相位图。从图中的仿真结果可以看出，在5-6GHz的频率范围内，当施加电压从0-20V变化时，该移相器的传输系数优于-3.5dB，反射系数优于-14dB，连续相移达到290°。

图10是本实施例中的相控阵天线在不同扫描角度下回波损耗的仿真和实测结果图，从图中的结果可以看出，该天线具有16.1%（5.09～5.98GHz）的阻抗带宽，可满足5G Wi-Fi的系统要求。

图11和12分别是本实施例中的相控阵天线在5.5GHz时不同扫描角度下的仿真和实测H面辐射方向图和E面辐射方向图，从图中的结果可以看出，该天线可以实现从-45°至45°的连续扫描，同时保持副瓣电平低于-12dB，交叉极化电平低于-18dB。

以上所述的实施例，只是本发明的较优选的具体方式之一，本领域的技术员在本发明技术方案范围内进行的通常变化和替换都应包含在本发明的保护范围内。