阅读说明：本技术 一种直流电源二次纹波电流抑制方法 (Secondary ripple current suppression method for direct-current power supply ) 是由 罗德荣 吴婷 黄守道 吴轩 韩建 陈英姿 于 2019-09-24 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种直流电源二次纹波电流抑制方法,包括下垂控制、电压外环控制和电流内环控制。其中,下垂控制得到LC滤波电路中电容电压的参考值u<Sub>dcref</Sub>；电压外环控制：将u<Sub>dcref</Sub>与电容电压反馈值相减,得到的差值e<Sub>u</Sub>,e<Sub>u</Sub>经过PI控制器,得到电感电流的参考值i<Sub>Lref</Sub>；电流内环控制：将i<Sub>Lref</Sub>与电感电流反馈值(经过电感电流反馈系数H<Sub>i</Sub>和改进的谐振控制器传递函数G<Sub>mrr</Sub>(s)后的电感电流实测值i<Sub>L</Sub>)相减,得到差值e<Sub>i</Sub>,差值e<Sub>i</Sub>经过P控制器,得到SPWM调制的占空比；根据SPWM调制的占空比d,对三角载波进行PWM调制,得到直流变换器中开关管的控制信号。本发明具有良好的二次纹波电流抑制效果。(The invention discloses a method for inhibiting secondary ripple current of a direct-current power supply, which comprises droop control, voltage outer loop control and current inner loop control. Wherein the droop control obtains a reference value u of the capacitor voltage in the LC filter circuit dcref (ii) a Voltage outer loop control: will u dcref Subtracting the feedback value of the capacitor voltage to obtain a difference value e u ，e u Obtaining a reference value i of the inductive current through a PI controller Lref (ii) a Current inner loop control: will i Lref And the inductor current feedback value (through the inductor current feedback coefficient H) i And improved resonant controller transfer function G mrr (s) measured value of the inductor current i L ) Subtracting to obtain a difference e i Difference e i Obtaining the duty ratio of SPWM modulation through a P controller; and performing PWM modulation on the triangular carrier according to the duty ratio d of the SPWM modulation to obtain a control signal of a switching tube in the direct current converter. The invention has good secondary ripple current suppression effect.)

一种直流电源二次纹波电流抑制方法

技术领域

本发明涉及电源纹波治理领域，特别是一种直流电源二次纹波电流抑制方法。

背景技术

随着电力电子技术和应用的进步，各类仪器设备和电子电路等对电源的要求越来越高，直流电源技术进入快速发展时期。常见的直流电源包括线性电源和开关电源等，相比于线性电源，开关电源具有体积小、功耗低、转换效率和高稳压范围宽等优点，在计算机、电视机和各种电子仪器中得到了广泛的应用。

开关电源是通过脉宽调制控制开关管开通和关断的时间比，维持稳定输出电压，因此其存在不可避免的纹波和噪声干扰。当直流电源带逆变器负载(直流电源经过逆变器为交流负载供电，这里将逆变器和交流负载简称为逆变器负载)时，交流输出侧功率包含两倍输出频率的功率脉动，则在直流电源直流变换器输出侧将会产生两倍输出频率的纹波电流，即二次纹波电流。由于直流变换器的阻抗有限，二次纹波电流会在直流变换器输入侧引起较大的电流波动。当蓄电池内存在纹波电流时，会严重损害蓄电池的使用寿命，降低使用效率。当直流变换器中存在纹波电流时，会增加器件的电流应力和损耗，降低变换器的动态响应。因此，需要对直流电源带逆变器负载时产生的二次纹波电流进行抑制。

常用的二次纹波电流抑制方法可分为硬件法和控制法。硬件法包括采用大容量电解电容抑制母线电压波动和采用附加电路吸收纹波电流，两种方法都会增加系统的体积和成本。国外文献提出的电压电流双闭环有源抑制法，引入的电感电流反馈等效于增大直流变换器在全输出电压频段的闭环输出阻抗，抑制了二次纹波电流，但电压外环的穿越频率降低，导致在负荷突变时系统的动态性能变差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种直流电源二次纹波电流抑制方法，纹波电流抑制效果好。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种直流电源二次纹波电流抑制方法，所述直流电源包括依次连接的供电电源和直流变换器；所述直流变换器的输出侧带有LC滤波电路；

所述方法包括以下步骤：

1)在每个采样周期内，对LC滤波电路中电容电压u_dc、LC滤波电路中电感电流i_L和直流电源输出电流(即直流电源输出给负载的电流)i_inv分别进行采样；

2)首先将直流电源输出电流i_inv与下垂控制系数R_d相乘，再乘以-1，然后与空载条件下的期望输出电压V_dc相加，得到LC滤波电路中电容电压的参考值u_dcref；

3)将u_dcref和经过电容电压反馈系数H_v后的u_dc相减，得到电压误差e_u；

4)将电压误差e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_v(s)相乘，得到电感电流的参考值i_Lref；其中，外环电压PI控制器的传递函数G_v(s)的表达式为：G_v(s)＝k_pv+k_iv/s，式中k_pv是PI控制器的比例系数，k_iv是PI控制器的积分系数，s＝jω，s为拉普拉斯变换的复参变量，j为虚部单位符号，ω为交流负载电流基波角频率；

5)将电感电流的参考值i_Lref和经过电感电流反馈系数H_i和改进的谐振控制器传递函数G_mrr(s)后的电感电流i_L相减，得到电流误差e_i；其中，H_i是电感电流反馈系数，G_mrr(s)为改进的谐振控制器传递函数，其表达式为：

式中，α为改进偏差系数；ω_r为谐振频率，λ₁和λ₂为频率系数；该谐振控制器传递函数与传统的不同；

6)将电流误差e_i与内环电流P控制器的传递函数G_i(s)相乘，得到PWM调制的占空比d；其中，内环电流P控制器的传递函数G_i(s)的表达式为：G_i(s)＝k_pi，式中k_pi是P控制器的比例系数；

7)根据占空比d，对三角载波进行PWM调制，得到直流变换器中一个开关管的控制信号；直流变换器中另一开关管的控制信号与该控制信号互补。

进一步地，α的取值范围为1<α<2；λ₁和λ₂的取值分别为1.6e^-1和1.6e^-4。

进一步地，H_v取值范围为0.05<H_v<0.15。

进一步地，k_pv取值范围为1<k_pv<30，k_iv取值范围为10<k_iv<1000。

进一步地，H_i取值范围为0.05<H_i<0.15。

进一步地，k_pi取值范围为1<k_pi<10。

本发明公开的直流电源二次纹波电流抑制方法，主要包括下垂控制、电压外环控制和电流内环控制三个部分。其中，下垂控制得到LC滤波电路中电容电压的参考值u_dcref，即电压外环控制的参考电压；电压外环控制：将电容电压的参考值u_dcref与电容电压反馈值(经过电容电压反馈系数H_v后的电容电压实测值u_dc，即H_v·u_dc)相减，得到的电压误差e_u，e_u经过PI控制器，得到电感电流的参考值i_Lref，即电流内环控制的参考电流；电流内环控制：将电感电流的参考值i_Lref与电感电流反馈值(经过电感电流反馈系数H_i和改进的谐振控制器传递函数G_mrr(s)后的电感电流实测值i_L，即H_i·G_mrr(s)·i_L)相减，得到电流误差e_i，e_i经过P控制器，得到PWM调制的占空比d；根据占空比d，对三角载波进行PWM调制，得到直流变换器中一个开关管的控制信号；直流变换器中另一开关管的控制信号与该控制信号互补；利用得到的控制信号对直流变换器中一个开关管进行控制。本发明电感电流反馈中引入了改进的谐振控制器，消除了实际测量电流中的二次纹波，具有良好的纹波电流抑制效果。本发明克服了传统谐振控制器相角滞后的问题，增大了控制系统的相角裕度，提升了电压控制回路的带宽，具有更高的系统稳定性和动态响应。

有益效果为：

本发明通过在电流内环引入改进谐振控制器的电感电流反馈，消除了实际测量电流中的二次纹波，具有更好的纹波电流抑制效果，且不会增加系统的体积和成本。改进谐振控制器克服了相角滞后的问题，增大了控制系统的相角裕度，提升了电压控制回路的带宽，具有更高的系统稳定性。

附图说明

图1为直流电源为交流负载供电的典型结构；

图2为本发明实施例的直流电源二次纹波电流抑制系统框图；

图3为采用本发明实施例的控制系统电压环开环伯德图输出阻抗伯德图；

图4为采用本发明实施例的控制系统电感支路阻抗伯德图；

具体实施方式

图1为直流电源为交流负载供电的典型结构，所述直流电源包括依次连接的供电电源和直流变换器；所述直流变换器的输出侧带有LC滤波电路。直流电源经过逆变器为交流负载(阻性负载)供电。

图2为本发明实施例的直流电源二次纹波电流抑制系统框图，包括下垂控制、电压外环控制和电流内环控制三个部分。

在每个采样周期内，对LC滤波电路中电容电压(即电容C_o两端的电压)u_dc、LC滤波电路中电感电流(即流过电感L_o的电流)i_L和直流电源输出电流(即直流电源输出给负载的电流)i_inv分别进行采样，经过AD转换芯片转换后的数据通过并行接口送至DSP进行数据处理。

DSP控制器首先将直流电源输出电流i_inv与下垂控制系数R_d相乘，再乘以-1，然后与空载条件下的期望输出电压V_dc相加，得到LC滤波电路中电容电压的参考值u_dcref。

将u_dcref和经过电容电压反馈系数H_v后的u_dc相减，得到电压误差e_u；其中，H_v的取值范围为0.05<H_v<0.15。

将电压误差e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_v(s)相乘，得到电感电流的参考值i_Lref；其中，外环电压PI控制器的传递函数G_v(s)的表达式为：G_v(s)＝k_pv+k_iv/s，式中k_pv是PI控制器的比例系数，其取值范围为1<k_pv<30；k_iv是PI控制器的积分系数，其取值范围为10<k_iv<1000；s＝jω，s为拉普拉斯变换的复参变量，j为虚部单位符号，ω为交流负载电流基波角频率。

将电感电流的参考值i_Lref和经过电感电流反馈系数H_i和改进的谐振控制器传递函数G_mrr(s)后的电感电流i_L相减，得到电流误差e_i；其中，H_i是电感电流反馈系数，其取值范围为0.05<H_i<0.15。G_mrr(s)为改进谐振控制器传递函数，其表达式为：

其中，α为改进偏差系数，其取值范围为1<α<2；ω_r为谐振频率，λ₁和λ₂为频率系数，取值分别为1.6e^-1和1.6e^-4；

将电流误差e_i与内环电流P控制器的传递函数G_i(s)相乘，得到PWM调制的占空比d；其中，内环电流P控制器的传递函数G_i(s)的表达式为：G_i(s)＝k_pi，式中k_pi是P控制器的比例系数，其取值范围为1<k_pi<10。

根据占空比d，对三角载波进行PWM调制，得到直流变换器中开关管的控制信号。

本发明提出了基于改进谐振控制器的二次纹波电流抑制方法，电流内环反馈环节引入改进谐振控制器，则有电流内环闭环传递函数为：

其中，G_id(s)为典型Buck变换器占空比d对电感电流i_L的传递函数，G_pwm(s)为脉宽调制器的传递函数(PWM调制的传递函数)。

因此，电压环开环传递函数为：

G_ov(s)＝H_vG_v(s)G_z(s)φ_i(s)

其中G_z(s)为负载传递函数，其表达式为：

其中，R为输出侧等效负载。

电感支路阻抗为：

图3为采用本发明实施例的直流电源二次纹波电流抑制系统电压环开环伯德图，从图3可以看出，在两倍输出电压频率处，幅值为-42.8dB，在其他频率处幅值较大，因此对两次纹波电流具有很强的抑制作用。电压开环传递函数在两倍输出频率的两侧存在两个零幅值穿越点，在小于两倍输出频率的穿越频率处，其相角裕度为69°，因此采用本发明的系统具有良好的稳定性和响应速度。

图4为采用本发明实施例的直流电源二次纹波电流抑制系统电感支路阻抗伯德图，从图4可知，在两倍输出电压频率处，输出阻抗最大，在其他频率时阻抗均较小，因此对二次纹波电流具有很强的抑制作用。