阅读说明：本技术 一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法 (optimal modulation method of full-bridge modular multilevel converter ) 是由 林磊 何佳璐 徐晨 于 2019-09-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法,在对整数投入子模块桥臂电压进行调制的同时,提出了SAPWM调制算法,通过考虑全桥模块化多电平变换器在提压运行工况下的桥臂电压的正负情况自适应的调节上、下桥臂载波相位,并根据小数投入子模块数与桥臂载波信号的瞬时值的比较结果,控制用于输出电压小数部分的子模块的输出电平,从而同时实现对整数和小数投入子模块桥臂电压的调制,且能在全桥模块化多电平变换器整个提压运行基波周期内增加负载电压电平数,不仅有效降低了负载电压的总谐波畸变率,而且还增加了负载电压的谐波频率,降低了滤波成本,适用于提压运行工况下的全桥模块化多电平变换器。(The invention discloses an optimized modulation method of a full-bridge modular multilevel converter, which provides an SAPWM (amplitude-adaptive pulse width modulation) algorithm while modulating bridge arm voltage of an integral input submodule, controls output levels of submodules for outputting fractional parts of voltage by considering the self-adaptive adjustment of the positive and negative conditions of the bridge arm voltage of the full-bridge modular multilevel converter under the boosting operation working condition and according to the comparison result of the fractional input submodule number and the instantaneous value of a bridge arm carrier signal, thereby simultaneously realizing the modulation of the bridge arm voltage of the integral and fractional input submodules, increasing the level number of load voltage in the whole boosting operation fundamental wave period of the full-bridge modular multilevel converter, effectively reducing the total harmonic distortion rate of the load voltage, increasing the harmonic frequency of the load voltage and reducing the filtering cost, the full-bridge modular multilevel converter is suitable for the full-bridge modular multilevel converter under the boosting operation condition.)

一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法

技术领域

本发明属于电压变换器领域，更具体地，涉及一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法。

背景技术

全桥模块化多电平变换器(Full Bridge Modular Multilevel Converter,FBMMC)凭借其灵活的子模块输出能力，在提压运行，直流故障穿越、以及电机驱动等领域展现出独到的优势。通过子模块产生负输出电平，FB MMC可以在直流电压不变的情况下产生更高幅值的负载电压，实现提压运行，提升FB MMC容量。在直流侧短路故障情况下，则可以消除直流侧故障电流，提供无功补偿，不依靠额外装置即可实现直流故障穿越。FB MMC子模块灵活的电平输出能力允许同一桥臂的各子模块处于不同的充放电状态，增加了子模块电容电压的控制自由度，有效解决了电机低速运行时子模块电容电压波动剧烈的问题。

常见的适用于FB MMC的调制方式主要有：最近电平逼近调制(NLM)以及脉冲宽度调制(PWM)。在中压条件下MMC子模块数较少，采用NLM会导致较低的负载电压电平数，进而引起严重的负载电压波形畸变。PWM虽然可以有效避免中压应用场景负载电压波形畸变的问题，但是较高的开关频率会带来居高不下的开关损耗以及沉重的散热压力，增加FB MMC整体成本，且不利于设备的长期安全可靠运行。因此，在中压应用领域，亟需一种优化的FBMMC调制策略，以较低的开关频率产生低波形畸变的负载电压。

针对上述问题，现有的FB MMC的优化调制方法基于NLM，通过在FB MMC的每个桥臂中额外增加一个半电压子模块，以较低的开关频率增加负载电压电平数，降低波形畸变。但是此方法需要在每一个桥臂中额外增加半电压子模块，硬件成本较高。需要额外的闭环控制保证半电压子模块电容电压始终为普通子模块电容电压的一半，控制复杂。未考虑桥臂电压的小数部分，仅能调制整数桥臂子模块数所对应的桥臂电压，生成的负载电压波形质量改善效果有限，且谐波主要为低频成分，滤波成本高。没有考虑普通子模块(即整数子模块)的负电平输出，不适用于提压运行工况，难以发挥FB MMC的优势。

综上所述，提出一种适用于提压运行工况的全桥模块化多电平变换器的优化调制方法及系统是亟待解决的问题。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提出一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，旨在解决现有技术由于未考虑整数子模块的负电平输出而导致的不适用于提压运行工况的问题。

为实现上述目的，本发明提出了一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，包括以下步骤：

S1、分别在各桥臂中基于其桥臂电流和桥臂电压确定其子模块电容充放电状态，并根据其子模块的电容充放电状态和子模块电容电压对其子模块进行排序；

S2、分别在各桥臂中根据其桥臂电压和桥臂额定子模块平均电容电压计算其整数投入子模块数和小数投入子模块数；

S3、分别在各桥臂中采用NLM对其前整数投入子模块数个子模块进行控制，输出其桥臂电压的整数部分；判断其小数投入子模块数是否为0，若不为0，则基于其桥臂电压和小数投入子模块数，采用SAPWM对其第整数投入子模块数+1个子模块进行控制，输出其桥臂电压的小数部分，从而输出全桥臂电压；

S4、根据步骤S2所述的方法分别重新计算各桥臂新的整数投入子模块数和小数投入子模块数；

S5、分别在各桥臂中判断其相邻两次的整数投入子模块数是否相等，若不相等，则根据步骤S1所述的方法对其子模块进行排序；

S6、重复步骤S3-S5进行迭代，持续输出低总谐波畸变率的全桥臂电压。

进一步优选地，所述全桥模块化多电平变换器的桥臂包括上桥臂和下桥臂。

进一步优选地，上述整数投入子模块数是整数，用于表示采用多少子模块来输出桥臂电压的整数部分；上述小数投入子模块数是小数，用于表示一个子模块以几分之几的占空比断续输出子模块电容电压，以得到桥臂电压的小数部分。

进一步优选地，上述整数投入子模块数N和小数投入子模块数n的计算公式如下：

其中，u_arm为桥臂电压，U_C为额定子模块平均电容电压。

进一步优选地，分别在各桥臂中采用SAPWM对第整数投入子模块数+1个子模块进行控制的方法，包括以下步骤：

S31、若上、下桥臂电压均大于等于0，则生成同相的在0-1区间波动的上桥臂三角载波和下桥臂三角载波，否则，生成反相的在0-1区间波动的上桥臂三角载波和下桥臂三角载波；

S32、分别在上、下桥臂中，根据其桥臂电压、小数投入子模块数以及桥臂三角载波控制其第整数投入子模块数+1个子模块的输出电平，从而输出各桥臂电压的小数部分。

进一步优选地，步骤S32所述的方法包括：

若桥臂电压大于等于0且其小数投入子模块数大于其三角载波的瞬时值，则使其第整数投入子模块数+1个子模块输出正电平；

若桥臂电压小于0且小数投入子模块数大于其三角载波的瞬时值，则使其第整数投入子模块数+1个子模块输出负电平；

若小数投入子模块数小于等于其三角载波的瞬时值，则使其第整数投入子模块数+1个子模块输出零电平。

进一步优选地，上述全桥模块化多电平变换器的优化调制方法适用于提压运行工况下的全桥模块化多电平变换器。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得下列有益效果：

1、本发明所提出的一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，在对整数投入子模块桥臂电压进行调制的同时，提出了SAPWM调制算法，通过考虑全桥模块化多电平变换器在提压运行工况下的桥臂电压的正负情况自适应的调节上、下桥臂载波相位，并根据小数投入子模块数与桥臂载波信号的瞬时值的比较结果，控制用于输出电压小数部分的子模块的输出电平，从而在能够同时实现对整数和小数投入子模块桥臂电压的调制，且能在全桥模块化多电平变换器整个提压运行基波周期内增加负载电压电平数，适用于提压运行工况下的全桥模块化多电平变换器。

2、本发明提出了全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，可以根据桥臂电压自适应的调节上、下桥臂载波相位，不仅能调制用于输出电压小数部分的子模块桥臂电压，还能在全桥模块化多电平变换器的整个提压运行基波周期增加负载电压的电平数。不仅有效降低了负载电压的总谐波畸变率，而且还增加了负载电压的谐波频率，降低了滤波成本。

3、本发明所提出的一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，仅在整数投入子模块数变化时才进行新的排序操作，每桥臂仅一个子模块处于高频工作状态，显著降低了开关频率。

附图说明

图1是本发明所提供的一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法流程图；

图2是本发明所适用的单相FB MMC的拓扑结构；

图3是上、下桥臂载波相位对用于输出小数部分电压的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；其中，图(a)为上、下桥臂载波反相，且u_armp≥0且u_armn≥0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(b)为上、下桥臂载波同相，且u_armp≥0且u_armn≥0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(c)为上、下桥臂载波反相，且u_armp≥0且u_armn＜0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(d)为上、下桥臂载波同相，且u_armp≥0且u_armn＜0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；

图4为分别采用NLM和本发明所提供方法调制FB MMC的结果图；

图5为分别采用NLM和本发明所提供的方法调制FB MMC所得到的负载电压的频谱图；其中，图(a)为采用NLM调制FB MMC所得到的负载电压的频谱图，图(b)为采用本发明所提出的方法调制FB MMC所得到的负载电压的频谱图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

为实现上述目的，本发明提供了一种全桥模块化多电平变换器的优化调制方法，如图1所示，包括以下步骤：

S1、分别在各桥臂中基于其桥臂电流和桥臂电压确定其子模块电容充放电状态，并根据其子模块的电容充放电状态和子模块电容电压对其子模块进行排序；

具体的，全桥模块化多电平变换器的桥臂包括上桥臂和下桥臂。

分别基于上、下桥臂电流和上、下桥臂电压确定上、下桥臂子模块电容的充放电状态，分别根据上、下子模块电容的充放电状态以及各子模块电容电压对上、下桥臂中的所有子模块进行排序，以维持桥臂中各子模块电容电压的均衡；

具体的，以下桥臂为例，基于下桥臂电流i_armn、下桥臂电压u_armn计算下桥臂子模块电容的充放电标志位flag_C＝i_armu_arm，其中，各桥臂中子模块电容的充放电标志位均相同，计算一个子模块的充放电标志位即可得到各桥臂中各子模块的充放电状态。当flag_C大于等于0时，下桥臂子模块电容为充电状态，对下桥臂子模块按照各子模块电容电压u_SMI的升序进行排序；当flag_C小于0时，下桥臂子模块电容为放电状态，对下桥臂子模块按照各子模块电容电压u_SMI的降序进行排序。上桥臂中子模块的排序方法与下桥臂的相同。

S2、分别在各桥臂中根据其桥臂电压和桥臂额定子模块平均电容电压计算其整数投入子模块数和小数投入子模块数；

具体的，分别根据上、下桥臂电压和上、下桥臂额定子模块平均电容电压计算上、下桥臂整数投入子模块数N_p、N_n，以及上、下桥臂小数投入子模块数n_p、n_n；

其中，整数投入子模块数是整数，用来表示采用多少子模块来得到桥臂电压的整数部分；小数投入子模块数是小数，用来表示采用一个子模块以几分之几的占空比断续输出子模块电容电压，以得到桥臂电压的小数部分。

具体的，以下桥臂为例，整数投入子模块数N_n和小数投入子模块数n_n的计算公式如下：

其中，u_armn为下桥臂电压，为下桥臂额定子模块平均电容电压。

上桥臂整数投入子模块数和小数投入子模块数的计算方法与下桥臂相同。

S3、分别在各桥臂中采用NLM对其前整数投入子模块数个子模块进行控制，输出其桥臂电压的整数部分；判断其小数投入子模块数是否为0，若不为0，则基于其桥臂电压和小数投入子模块数，采用SAPWM对其第整数投入子模块数+1个子模块进行控制，输出其桥臂电压的小数部分，从而输出全桥臂电压；

具体的，采用NLM分别对排序后的前N_p个上桥臂子模块和前N_n个下桥臂子模块进行控制，输出电压的整数部分；

具体的，以下桥臂为例，当下桥臂电压u_armn大于等于0时，投入排序后的前N_n个下桥臂子模块进行使用，并使其输出正电平。否则，投入排序后的前N_n个下桥臂子模块进行使用，并使其输出负电平。

上桥臂中采用NLM对排序后的前N_p个上桥臂子模块控制方法与下桥臂相同。

具体的，若上桥臂的小数投入子模块数不为0，则基于上桥臂电压u_armp以及上桥臂小数投入子模块数n_p，采用SAPWM对排序后第N_p+1个上桥臂子模块进行控制，输出上桥臂电压的小数部分；若下桥臂的小数投入子模块数不为0，则基于下桥臂电压u_armn以及下桥臂小数投入子模块数n_n，采用SAPWM对排序后第N_n+1个下桥臂子模块进行控制，输出下桥臂电压的小数部分；

容易理解，FBMMC并不能直接投入小数个数的子模块，于是，SAPWM采用断续投入1个子模块的方式，等效产生桥臂电压小数部分。通过将计算得到的小数投入子模块数与三角载波瞬时值相比较，确定1个子模块投入与切除的时间，可以确保断续投入1个子模块所产生的平均输出电压与计算得到的小数投入子模块产生的输出电压完美等效，进而产生所需要的小数部分桥臂电压。

具体的，上述采用SAPWM对第整数投入子模块数+1个子模块进行控制的方法，包括以下步骤：

S31、若上、下桥臂电压u_armp、u_armn均大于等于0，则生成同相的在0-1区间波动的上桥臂三角载波和下桥臂三角载波，否则，生成反相的在0-1区间波动的上桥臂三角载波和下桥臂三角载波；

S32、分别根据上、下桥臂电压，上、下桥臂小数投入子模块数、上、下桥臂三角载波控制排序后第N_p+1个上桥臂子模块和排序后第N_n+1个下桥臂子模块的输出电平，从而输出各桥臂电压的小数部分。

具体的，以下桥臂为例，若下桥臂电压u_armn大于等于0且其小数投入子模块数n_n大于其三角载波的瞬时值c_n(t)，则使其第N_n+1个子模块输出正电平；

若下桥臂电压u_armn小于0且小数投入子模块数n_n大于其三角载波的瞬时值c_n(t)，则使其第N_n+1个子模块输出负电平；

若小数投入子模块数n_n小于等于其三角载波的瞬时值c_n(t)，则使其第N_n+1个子模块输出零电平。

为了便于叙述与理解，以单相FB MMC为例对本发明所提出的SAPWM调制方法的原理进行详述，具体的，单相FB MMC的拓扑结构如图2所示，其中负载电压u_ac满足：

其中，i_armp和i_armn分别为上下桥臂电流，u_armp和u_armn分别为上、下桥臂电压，u_L为桥臂电感电压，u_{SMN_p}和u_{SMN_n}分别为上、下桥臂中由NLM控制的子模块的总输出电压。u_{SM_p}和u_{SM_n}分别为上、下桥臂中由SAPWM控制的子模块的输出电压。从上式可以看出，增加u_{SM_n}+u_L的电平数即可增加负载电压u_ac电平数，通过增加负载电压的电平数，可以使负载电压更加平滑，波形质量更优。

与HB MMC和FB MMC处于一般工况，即上桥臂电压u_armp大于等于0且下桥臂电压u_armn大于等于0时不同，当FB MMC处于提压运行工况时，u_armp、u_armn还可能存在如下情况：u_armp＜0或u_armn＜0，其中u_armp和u_armn不可能同时小于0。图3为上、下桥臂载波相位对用于输出小数部分电压的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；其中，图(a)为上、下桥臂载波反相，且u_armp≥0且u_armn≥0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(b)为上、下桥臂载波同相，且u_armp≥0且u_armn≥0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(c)为上、下桥臂载波反相，且u_armp≥0且u_armn＜0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响；图(d)为上、下桥臂载波同相，且u_armp≥0且u_armn＜0时上、下桥臂载波相位对用于输出电压小数部分的子模块的输出电压与桥臂电感电压之和的影响。对比图3中的图(a)和图(b)可得，当u_armp≥0且u_armn≥0时采用同相的上、下桥臂载波控制小数投入子模块，可以在桥臂电感上产生高频阶梯电压，大大增加了u_{SM_n}+u_L的PWM波电平数，效果更好；对比图3中的图(c)和图(d)可知，当u_armp＜0或u_armn＜0时，采用反相的上、下桥臂载波控制小数投入子模块，u_{SM_n}+u_L的PWM波电平数更多，效果更好。本发明所提供的SAPWM调制方法即通过这种方式，实现了FB MMC提压运行工况下u_{SM_n}+u_L的PWM波电平数的增加，进而增加了负载电压的电平数，使负载电压信号更加平滑，波形质量更高。

S4、根据步骤S2所述的方法分别重新计算各桥臂新的整数投入子模块数和小数投入子模块数；

S5、分别在各桥臂中判断其相邻两次的整数投入子模块数是否相等，若不相等，则根据步骤S1所述的方法对其子模块进行排序；

S6、重复步骤S3-S5进行迭代，持续输出低总谐波畸变率的全桥臂电压。

最后，通过MATLAB/SIMULINK仿真FB MMC的提压运行，具体的仿真模型参数如表1所示。在FB MMC提压运行工况下，分别采用本发明所提出的全桥模块化多电平变换器的优化调制方法和NLM以验证本发明对负载电压u_ac波形畸变的改善效果，t＜0.2s时，采用NLM调制FB MMC；当t≥0.2s时，采用本发明所提出的方法调制FB MMC，得到如图4所示的结果对比图，其中第一行为分别采用NLM和本发明所提供方法调制FB MMC所得的桥臂电压波形图，第二行为分别采用NLM和本发明所提供方法调制FB MMC所得的电感电压波形图，第三行为分别采用NLM和本发明所提供方法调制FB MMC所得的负载电压波形图。从图中可以看出，使用本发明所提出的方法可以同时调制整数和小数桥臂子模块，生成PWM波动的阶梯u_ac；并产生高频阶梯u_L，大大增加了负载电压u_ac电平数。相较于NLM，本发明所提出的方法使u_ac的总谐波畸变率THD降低了22.13％。另外，如图5所示为分别采用NLM和本发明所提供的方法调制FB MMC所得到的负载电压u_ac的频谱图，其中，图(a)为采用NLM调制FB MMC所得到的负载电压u_ac的频谱图，图(b)为采用本发明所提出的方法调制FB MMC所得到的负载电压u_ac的频谱图。从图中可以看出，相较于NLM，本发明所提出的方法可以显著增加负载电压u_ac的谐波频率，大大降低了滤波成本。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。