具体实施方式

以下将配合相关附图来说明本发明的实施例。在这些附图中，相同的标号表示相同或类似的组件或方法流程。

必须了解的是，使用在本说明书中的“包含”、“包括”等词，是用于表示存在特定的技术特征、数值、方法步骤、作业处理、组件和/或组件，但并不排除可加上更多的技术特征、数值、方法步骤、作业处理、组件、组件，或以上的任意组合。

必须了解的是，当组件描述为“连接”或“耦接”至另一组件时，可以是直接连结、或耦接至其他组件，可能出现中间组件。相反地，当组件描述为“直接连接”或“直接耦接”至另一组件时，其中不存在任何中间组件。

请参阅图3，其为依据本申请的馈电网络的一实施例立体示意图。如图3所示，在本实施例中，馈电网络4可用于为天线阵列中同一行的相邻两个辐射单元馈电。馈电网络4可包括：印刷电路板41、微带功分器42a、微带功分器42b、微带合路器43a和微带合路器43b，微带功分器42a、微带功分器42b、微带合路器43a和微带合路器43b设置于印刷电路板41上。微带功分器42a和微带功分器42b的微带结构用于实现阻抗匹配。微带功分器42a的输入端421a和微带功分器42b的输入端421b作为馈电网络4的输入端44a和输入端44b，微带合路器43a的输入端431a、输入端431b分别与微带功分器42a的输出端422a和微带功分器42b的输出端422c连接，微带合路器43b的输入端431c、输入端431d分别与微带功分器42a的输出端422b和微带功分器42b的输出端422d连接(即微带合路器43a和微带合路器43b的两个输入端分别与微带功分器42a和微带功分器42b的一个输出端连接)，微带合路器43a的输出端432a和微带合路器43b的输出端432b作为馈电网络4的输出端45a、输出端45b，以实现馈电网络4的多进多出。换句话说，通过功分器和合路器(即功分器反向输入)相互级联的方式，实现馈电网络4的二进二出。其中，馈电网络4为有源馈电网络。

需注意的是，图3以及后面的图4至图7的图面中的黑色圆点是用以表示输入端421a、输入端421b、输出端422a、输出端422b、输出端422c、输出端422d、输入端431a、输入端431b、输入端431c、输入端431d、输出端432a、输出端432b、输入端44a、输入端44b、输出端45a和输出端45b的位置，实际的馈电网络4未有所述黑色圆点。

在本实施例中，微带功分器42a和微带功分器42b的微带结构可包括多段曲折且宽度不同的微带传输线，以实现阻抗匹配；微带功分器42a和微带功分器42b可为等分功分器，实现一分二等功分网络；微带合路器43a和微带合路器43b的微带结构也可用于实现阻抗匹配；微带合路器43a和微带合路器43b可为等分合路器(即微带合路器43a的分支节433a、433b的宽度相同，微带合路器43b的分支节433c、433d的宽度相同)；但本实施例的微带功分器42a、微带功分器42b、微带合路器43a和微带合路器43b并非用以限定本申请，可依据实际需求进行调整微带功分器42a、微带功分器42b、微带合路器43a和微带合路器43b的微带结构和类型。其中，微带合路器43a和微带合路器43b为威尔金森合路器，其贴片电阻(即图面中的黑色方块所示)的电阻值大小可为但不限于100Ω，实际威尔金森合路器的贴片电阻的电阻值大小可依据实际需求进行调整。

在一实施例中，请参阅图4，其为依据本申请的馈电网络的另一实施例立体示意图。如图4所示，微带功分器42a和微带功分器42b为威尔金森功分器，微带合路器43a和微带合路器43b为威尔金森合路器。更详细地说，微带功分器42a和微带功分器42b为威尔金森等分功分器(即微带功分器42a的分支节423a、423b的宽度相同，微带功分器42b的分支节423c、423d的宽度相同)，通过威尔金森等分功分器进行反向输入构成微带合路器43a和微带合路器43b。其中，威尔金森功分器和威尔金森合路器的贴片电阻(即图面中的黑色方块所示)的电阻值大小可依据实际需求进行调整。

在一实施例中，请参阅图5，其为依据本申请的馈电网络的又一实施例立体示意图。如图5所示，微带功分器42a和微带功分器42b都为不等分功分器(即微带功分器42a的分支节423a、423b的宽度不同，微带功分器42b的分支节423c、423d的宽度不同)，微带合路器43a和微带合路器43b都为不等分合路器(即微带合路器43a的分支节433a、433b的宽度不同，微带合路器43b的分支节433c、433d的宽度不同)。更详细地说，微带功分器42a和微带功分器42b为威尔金森不等分功分器，通过威尔金森不等分功分器进行反向输入构成微带合路器43a和微带合路器43b。其中，威尔金森不等分功分器的贴片电阻(即图面中的黑色方块所示)的电阻值大小可依据实际需求进行调整。

在一实施例中，微带功分器42a为不等分功分器，微带功分器42b为等分功分器，微带合路器43a为不等分合路器，微带合路器43b为不等分合路器。

在一实施例中，微带功分器42a为不等分功分器，微带功分器42b为等分功分器，微带合路器43a和微带合路器43b都为不等分合路器。

在一实施例中，微带功分器42a和微带功分器42b都为不等分功分器，微带合路器43a为不等分合路器，微带合路器43b为不等分合路器。

从上述实施例可知，微带功分器42a和微带功分器42b的部分或全部为不等分功分器或等分功分器，微带合路器43a和微带合路器43b的部分或全部为不等分合路器或等分合路器，可依据实际需求进行调整。

请参阅图6，其为依据本申请的馈电网络的一实施例连接示意图。如图6所示，在本实施例中，馈电网络4还可包括两个移相器46a、46b，分别连接微带功分器42a的输入端421a和微带功分器42b的输入端421b，以调整馈电网络4的输出端45a、45b之间的相位差。在本实施例中，印刷电路板41上设置有固持元件48a、48b、48c、48d，用于分别固持连接馈电网络4的输入端44a、输入端44b、输出端45a和输出端45b的线缆49a、线缆49b、线缆49c、线缆49d。线缆49a的一端连接移相器46a，另一端连接输入端44a；线缆49b的一端连接移相器46b，另一端连接输入端44b；线缆49c的一端连接输出端45a，另一端连接天线阵列中的一个辐射单元(未绘制)；线缆49d的一端连接输出端45b，另一端连接天线阵列中的另一个辐射单元(未绘制)，需注意的是，线缆49c和线缆49d所分别连接的辐射单元需为天线阵列中同一行的相邻两个辐射单元。

请参阅图7，其为应用本申请的馈电网络的基站天线的一实施例示意图。如图7所示，在本实施例中，基站天线5包括：至少两个线性天线阵列51和馈电网络4。至少两个线性天线阵列51并列设置，至少两个线性天线阵列51中的每一个包括多个辐射单元511。因此，两个线性天线阵列51的多个辐射单元511呈线性矩阵排列方式设置，不需错位或借位设置，易于结构布局，且能够有效的减小基站天线5的宽度尺寸，达到基站天线5小型化。当基站天线5为多频多端口的基站天线，且多个辐射单元511呈线性矩阵排列时，对其它频段的辐射性能影响较小。其中，辐射单元511可为低频辐射单元，每一个线性天线阵列51可包括但不限于五个辐射单元511，十个辐射单元511呈5×2(即五行两列)线性矩阵排列，实际每一个线性天线阵列51所包括的辐射单元511的数量和类型可依据实际需求进行调整。

在本实施例中，馈电网络4设置于所述至少两个线性天线阵列51之间，馈电网络4的输出端45a和输出端45b分别连接呈线性矩阵排列的多个辐射单元511中同一行的相邻两个辐射单元511，实现馈电网络4的二进二出在整个频段(全频段)内共用的功能。在本实施例中，馈电网络4的数量可为但不限于两个，分别连接图8中第二行与第四行的相邻两个辐射单元511，本实施例并非用以限定本申请，可依据实际需求进行馈电网络4数量的调整。需注意的是，当馈电网络4的数量越多时，越能提升改善基站天线5的水平面波束宽度的效果，越能提高基站天线5的增益，越能提高辐射效率，越能避免与同一基站上的其它基站天线的辐射通道之间产生扇区干扰。

在本实施例中，馈电网络4所包括的两个移相器46a、46b除了分别连接馈电网络4的输入端44a和输入端44b以外，移相器46a、46b还分别连接未与馈电网络4连接的辐射单元511，以控制多个辐射单元511的信号相位。更详细地说，移相器46a包括多个移相输出端(即移相输出端P1a、P2a、P3a、P4a、P5a)，移相输出端P1a连接图7中左侧的线性天线阵列51的第一个辐射单元511，移相输出端P2a连接图7中连接左侧的线性天线阵列51的第二个辐射单元511的馈电网络4的输入端44a，移相输出端P3a连接图7中左侧的线性天线阵列51的第三个辐射单元511，移相输出端P4a连接图7中连接左侧的线性天线阵列51的第四个辐射单元511的馈电网络4的输入端44a，移相输出端P5a连接图7中左侧的线性天线阵列51的第五个辐射单元511，因此，移相器46a可用以控制图7中左侧的线性天线阵列51的多个辐射单元511的信号相位。移相器46b包括多个移相输出端(即移相输出端P1b、P2b、P3b、P4b、P5b)，移相输出端P1b连接图7中右侧的线性天线阵列51的第一个辐射单元511，移相输出端P2b连接图7中连接右侧的线性天线阵列51的第二个辐射单元511的馈电网络4的输入端44b，移相输出端P3b连接图7中右侧的线性天线阵列51的第三个辐射单元511，移相输出端P4b连接图7中连接右侧的线性天线阵列51的第四个辐射单元511的馈电网络4的输入端44b，移相输出端P5b连接图7中右侧的线性天线阵列51的第五个辐射单元511，因此，移相器46b可用以控制图7中右侧的线性天线阵列51的多个辐射单元511的信号相位。

由于馈电网络4是等相位设计，因此，移相输出端P1a与移相输出端P1b之间的信号相位相同但信号幅度值不同，移相输出端P2a与移相输出端P2b之间的相位相同但信号幅度值不同，移相输出端P3a与移相输出端P3b之间的相位相同但信号幅度值不同，移相输出端P4a与移相输出端P4b之间的相位相同但信号幅度值不同，移相输出端P5a与移相输出端P5b之间的相位相同但信号幅度值不同。

在一实施例中，多个辐射单元511中的每一个为单极化辐射单元。由于单极化辐射单元仅具有单一极化方向，因此，馈电网络4的数量可为任意正整数。

在一实施例中，多个辐射单元511中的每一个为双极化辐射单元，所述双极化辐射单元包括极化方向相互正交的第一偶极子511a和第二偶极子511b。由于单一个馈电网络4为同一行的相邻两个辐射单元511中同极化方向的偶极子所共用，因此，馈电网络4的数量可为但不限于两个，两个馈电网络4分别用于为同一行的相邻两个辐射单元511中不同极化方向的第一偶极子511a和第二偶极子511b馈电。其中，第一偶极子511a为具有+45°极化方向的偶极子，第二偶极子511b为具有-45°极化方向的偶极子。在另一示例中，第一偶极子511a为具有水平极化方向的偶极子，第二偶极子511b为具有垂直极化方向的偶极子。需注意的是，当辐射单元511为双极化辐射单元时，馈电网络4的数量可为任意正偶数。

需注意的是，图7中的每一个辐射单元511为双极化辐射单元，所述双极化辐射单元包括具有+45°极化方向的第一偶极子511a和具有-45°极化方向的第二偶极子511b。因此，馈电网络4的数量为四个，两个馈电网络4为+45°极化馈电网络，两个馈电网络4为-45°极化馈电网络；其中，一个+45°极化馈电网络和一个-45°极化馈电网络分别连接图7中第二行的相邻两个辐射单元511中不同极化方向的第一偶极子511a和第二偶极子511b；另一个+45°极化馈电网络和另一个-45°极化馈电网络分别连接图7中第四行的相邻两个辐射单元511中不同极化方向的第一偶极子511a和第二偶极子511b；而为了避免图7的图面过于复杂，图7中仅绘制两个+45°极化馈电网络分别连接第二行和第四行的相邻两个辐射单元511中具有+45°极化方向的第一偶极子511a。

在一实施例中，基站天线5还包括反射板52，至少两个线性天线阵列51安装于反射板52的表面，且至少两个线性天线阵列51以反射板52的中轴线Q为对称轴呈轴对称分布。在另一实施例中，至少两个线性天线阵列51以反射板52的中轴线Q呈非对称分布，即同一行的相邻两个辐射单元511分别与中轴线Q之间的距离不相同。

请参阅图7至图12，图8为图7的基站天线的回波损耗仿真结果示意图，图9为图7的基站天线的史密斯圆图仿真结果示意图，图10为图7的基站天线的幅度仿真结果示意图，图11为图7的基站天线的相位仿真结果示意图，图12为图7的基站天线的相位差仿真结果示意图。需注意的是，基站天线5的仿真环境需满足仿真体边界到理想辐射边界的距离大于四分之一波长；由于馈电网络4的设计频段可为617MHz至894MHz，取中心频点755MHz，755MHz在空气中的波长约为400mm，因此，四分之一波长即为100mm，即馈电网络4的仿真体边界到理想辐射边界的距离需大于100mm。另外，所述仿真结果是以分别连接第二行和第四行的相邻两个同极化辐射单元511的馈电网络4进行仿真所获得的结果。

在图8中，横轴为频率，单位为MHz；纵轴为回波损耗，单位为dB；实线为输入端421a的回波损耗曲线，虚线为输入端421b的回波损耗曲线。从图8可知，回波损耗≤-28.1dB，满足基站天线的指标：回波损耗≤-20dB。

由于馈电网络4为对称设计，所以在图9中输入端421a的史密斯圆图收敛曲线和输入端421b的史密斯圆图收敛曲线几乎重合，因此，图9中仅绘制出一条曲线。从图9可知，实线和虚线收敛于史密斯圆图的中心，表示馈电网络4具有良好的阻抗匹配设计。

在图10中，横轴为频率，单位为MHz；纵轴为幅度平坦度，单位为dB；实线为输入端421a到输出端432a的幅度曲线，虚线为输入端421a到输出端432b的幅度曲线，链线为输入端421b到输出端432a的幅度曲线，点线为输入端421b到输出端432b的幅度曲线。从图10可知，幅度平坦度为-6.1dB至-6.3dB，满足基站天线的指标：幅度平坦度为-6dB±1dB。

在图11中，横轴为频率，单位为MHz；纵轴为相位，单位为度(degree)；由于馈电网络4是等相位设计，所以输入端421a到输出端432a的相位曲线和输入端421a到输出端432b的相位曲线几乎重合，输入端421b到输出端432a的相位曲线和输入端421b到输出端432b的相位曲线几乎重合，因此，图11中仅绘制出两条曲线，实线为输入端421a到输出端432a的相位曲线，虚线为输入端421b到输出端432a的相位曲线。在图12中，横轴为频率，单位为MHz；纵轴为相位差值，单位为度(degree)；实线为输入端421a到输出端432a与输入端421a到输出端432b的相位差值曲线，虚线为输入端421b到输出端432a与输入端421b到输出端432b的相位差值曲线。由于馈电网络4是等相位设计，所以实线和虚线的相位差值范围在-0.95°至-1.3°，趋近于0°(即输入端421a到输出端432a的相位曲线和输入端421a到输出端432b的相位曲线几乎重合，输入端421b到输出端432a的相位曲线和输入端421b到输出端432b的相位曲线几乎重合)，满足基站天线的指标：相位差为±5°。

因此，从图8至图12可知，应用馈电网络4的基站天线5满足现有的基站天线的指标，例如：回波损耗≤-20dB、幅度平坦度为-6dB±1dB和相位差为±5°。

请参阅表1，其为图1的基站天线、图2的基站天线和本申请图7的基站天线在617-894MHz带宽内分别取617MHz、650MHz、700MHz、750MHz、800MHz、850MHz、894MHz七个频点进行方向性系数、水平面波束宽度、交叉极化前后比、主轴交叉极化(XPD(0°))的仿真分析。其中，主轴交叉极化是指当发射天线只发射一个极化的信号时，在接收天线所接收到的同极化信号电平和正交极化信号电平之比。

表1

从表1可知，图1的基站天线的方向性系数低，且水平面波束宽度不收敛，无法满足使用要求。图2的基站天线的方向性系数低，且水平面波束宽度太窄，无法满足使用要求。本申请图7的基站天线的方向性系数高，且水平面波束宽度收敛，满足使用要求。

另外，请参阅图13至图15，图13为图1的基站天线在720MHz频点的三维方向图仿真结果；图14为图2的基站天线在720MHz频点的三维方向图仿真结果；图15为图7的基站天线在720MHz频点的三维方向图仿真结果。从图13至图15可知，图1的基站天线和图2的基站天线的三维方向图畸变严重，无法满足使用要求；本申请图7的基站天线无畸变，满足使用要求。

此外，请参阅表2和图16至图18，表2为图1的基站天线、图2的基站天线和本申请图7的基站天线在617-894MHz工作频带范围内分别取最小频率、中间频率和最大频率即617MHz、750MHz、894MHz三个频点的水平面波束宽度和主极化前后比的仿真分析，图16至图18分别为图1的基站天线、图2的基站天线和本申请图7的基站天线在617MHz、750MHz、894MHz三个频点仿真的水平面方向图。其中，图16至图18中，横轴为水平角度(phi)，单位为度(degree)；纵轴为电平值，单位为dB；实线为基站天线在617MHz的仿真曲线，虚线为基站天线在750MHz的仿真曲线，点线为基站天线在894MHz的仿真曲线。

表2

由于现有的基站天线的指标中，水平面波束宽度范围为65°±8°，主极化前后比为小于或等于-23dB，而从表2和图16至图18可知，图1的基站天线因水平面波束宽度发散，而不满足指标，不满足使用要求；图2的基站天线因水平面波束宽度发散，而不满足指标，不满足使用要求；本申请图7的基站天线因水平面波束宽度收敛，而满足指标，满足使用要求。

综上所述，本申请实施例的馈电网络可通过微带功分器和微带合路器的连接关系(微带功分器和微带合路器相互级联)和微带结构设计，使得馈电网络在设计频段内既实现了阻抗匹配，又实现了馈电网络的多进多出。另外，馈电网络可应用于单频、双频和多频基站天线，基站天线的所有辐射单元呈线性矩阵排列，不需要辐射单元错位或借用设置，易于结构布局，对其它频段的辐射性能影响较小，且能够有效的减小基站天线的宽度尺寸，达到基站天线小型化。此外，馈电网络应用于单频、双频和多频基站天线时，可通过对基站天线中同一行的相邻两个辐射单元馈电，在不限制基站天线的辐射单元数量的场景下，都可达到改善基站天线的水平面波束宽度、减少方向图畸变、提高增益、减小与同一基站上的其它基站天线的辐射通道之间的扇区干扰。再者，本申请实施例的馈电网络可通过移相器的设置，以调整馈电网络的两个输出端之间的相位差。

虽然在本申请的图式中包含了以上描述的组件，但不排除在不违反发明的精神下，使用更多其他的附加组件，已达成更佳的技术效果。

虽然本发明使用以上实施例进行说明，但需要注意的是，这些描述并非用于限缩本发明。相反地，此发明涵盖了所属技术领域中的技术人员显而易见的修改与相似设置。所以，权利要求范围须以最宽广的方式解释来包含所有显而易见的修改与相似设置。