阅读说明：本技术 低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置与方法 (Phase compensation device and method of Vienna rectifier under low carrier ratio ) 是由 吕建国 范林勇 戚志东 吕勋 解艳宇 于 2019-10-16 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置与方法。该装置包括Vienna整流器、数字处理控制模块和驱动电路。方法为：采样交流侧三相电压和电流,计算出满足相位补偿要求的调制波幅值相位条件,进而得到移相后的调制波信号；采样直流侧上下电容电压,计算出中点电压控制单元输出信号；将移相后的调制波信号与中点电压控制单元输出信号相加,得到调制信号；采样直流侧上下电容电压,得到三角载波信号；调制信号与三角载波信号经过处理得到脉宽调制信号,驱动Vienna整流器开关管工作。本发明硬件成本低、控制准确、适用范围广,同时使得Vienna整流器交流侧实现单位功率因数运行。(The invention discloses a phase compensation device and method of a Vienna rectifier under a low carrier ratio. The device comprises a Vienna rectifier, a digital processing control module and a driving circuit. The method comprises the following steps: sampling three-phase voltage and current at the alternating current side, and calculating a modulation wave amplitude phase condition meeting the phase compensation requirement so as to obtain a modulation wave signal after phase shifting; sampling the voltage of upper and lower capacitors on the direct current side, and calculating the output signal of the midpoint voltage control unit; adding the phase-shifted modulation wave signal and the output signal of the midpoint voltage control unit to obtain a modulation signal; sampling the voltage of an upper capacitor and a lower capacitor on the direct current side to obtain a triangular carrier signal; the modulation signal and the triangular carrier signal are processed to obtain a pulse width modulation signal, and the Vienna rectifier switching tube is driven to work. The invention has low hardware cost, accurate control and wide application range, and simultaneously enables the alternating current side of the Vienna rectifier to realize unit power factor operation.)

低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置与方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，特别是一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置与方法。

背景技术

Vienna整流器是一种三电平拓扑，具有功率开关承受电压应力低、功率开关数量少、功率密度大、输入电流谐波含量少、对各种类型的PFC控制方法均具有良好的适应性的优点，因此在功率因数校正技术研究中得到了广泛的应用。同时，近年来很多文献对基于单周期控制的三相PFC整流器进行了深入的研究，单周期控制的控制器一般不需要乘法器，只需对输入电流进行简单的积分和加减运算，并和参考信号直接进行比较即能实现恒调制频率的开关元件控制波形，该控制器同时具有调制和控制的双重功能，无论在稳态或暂态情况下，在开关周期内受控的输入电流平均值均能恰好正比于控制参考信号，具有动态响应快、开关频率稳定、鲁棒性强、易于实现的优点，故常常作为三相PFC整流器的主流控制算法。传统的单周期控制在输入平衡条件及高开关频率下能实现输入电流和输入电压同相，但是在输入不平衡条件及低开关频率下，由于载波比较低，每个开关周期内Vienna整流器无法等效为DC/DC变换器，使得滤波电感压降增大，进而导致整流器交流侧输入阻抗Z＝R_e+jωL，不是纯阻性，使得输入电流与输入电压产生相移，无法达到单位功率因数控制的目标。

三相输入交流电压不平衡作为整流器供电系统中的一种特殊现象，会影响整流器供电系统的正常工作，比如，会导致输出直流电压低频脉动、输入功率低频脉动、输入电流畸变等问题。针对三相输入交流电压不平衡以及相位补偿问题，文献1(Jin Aijuan,LiHangtian,Li Shaolong.An improved control strategy of the one-cycle controlthree-phase PFC rectifier under unbalanced conditions[J].Transactions ofChina Electrontechnical Society,2006,21(7):115-121.)通过引入不对称系数概念对传统单周期控制进行了改进，通过不对称系数对各相输入电流的采样值进行调整，从而实现各相电流与各自电压同相，改善输入电流品质，但是该方案需要进行复杂的数学运算且只能采用数字控制。低开关频率可以有效减小开关损耗，提高系统效率。传统单周期控制Vienna整流器在低载波比时，其交流侧输入阻抗不为纯阻性，故会影响整流器功率因数。针对低载波比引起的相位补偿问题，文献2(毛鹏，谢少军，许爱国，等.单周期控制PFC变换器电流相位滞后及其补偿[J].电工技术学报，2010，25(12)：111-118.)通过在额定功率条件下求解低载波比时，调制波应满足的幅值相位条件来进行相位补偿，但是该方法是在平衡条件下，未考虑分析不平衡条件。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够在输入不平衡且低开关频率下实现各相输入电压电流零相位差，并实现单位功率因数运行，降低交流侧电流的总谐波畸变率，运算简单可靠、控制准确的低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置与方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置，包括Vienna整流器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、移相角计算单元、二阶广义积分器的正交信号发生器单元、移相单元、直流稳压控制单元、中点电压控制单元、载波生成单元和正弦脉宽调制单元；

所述采样单元分别采集Vienna整流器直流侧上、下电容电压信号，Vienna整流器交流侧的三相电压信号和Vienna整流器交流侧的三相电流信号，并分别发送至移相角计算单元、二阶广义积分器的正交信号发生器单元、中点电压控制单元和直流稳压控制单元；移相角计算单元根据采样得到的交流侧三相电压信号、电流信号，计算得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角；二阶广义积分器的正交信号发生器单元将采样得到的三相电流信号滞后90°，并将此信号、交流侧三相电流信号及移相角计算单元输出信号发送至移相单元，得到移相后的三相调制波信号；中点电压控制单元根据采样得到的直流侧上、下电容电压信号，得到中点电压控制单元的输出信号，并将该信号与移相单元输出信号分别相加，得到调制信号；直流稳压控制单元根据采样得到的直流侧上、下电容电压，得到载波信号的幅值，然后发送至载波生成单元，得到三角载波信号；将调制信号与三角载波信号发送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路，接入Vienna整流器中每相桥臂的各个开关管。

进一步地，所述数字处理控制模块采用TMS320F28335和EPM1270T芯片。

一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿方法，包括以下步骤：

步骤1、采样单元采样交流侧三相电压e_a、e_b、e_c，交流侧三相电流i_a、i_b、i_c，直流侧上电容电压U_C1，直流侧下电容电压U_C2；

步骤2、将采样三相电压e_a、e_b、e_c，三相电流i_a、i_b、i_c发送至移相角计算单元，计算得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c；

步骤3、检测交流侧三相电压e_a、e_b、e_c的过零点，以及e_a、e_b、e_c的幅值；

步骤4、根据交流侧三相电压e_a、e_b、e_c的过零点以及e_a、e_b、e_c的幅值，判断系统在运行过程中电网是否发生变化；

步骤5、将采样三相电流i_a、i_b、i_c分别乘以采样系数R_s得到i_aR_s、i_bR_s、i_cR_s，发送至二阶广义积分器的正交信号发生器单元，得到正交信号i_aqR_s、i_bqR_s、i_cqR_s；

步骤6、将步骤2计算得到的相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，采样所得到的i_aR_s、i_bR_s、i_cR_s及步骤5得到的正交信号发送至移相单元，计算得到移相后的调制波信号；

步骤7、将步骤6得到的移相后的调制波信号m_a、m_b、m_c与中点电压控制单元的输出u_f相加，得到最终的调制波信号m_a+u_f、m_b+u_f、m_c+u_f；

步骤8、将采样的上、下电容电压相加，发送至直流稳压控制单元，得到三角载波幅值，然后经过载波生成单元得到三角载波信号；

步骤9、将步骤7得到的三相调制信号与步骤8得到的三角载波信号交接，生成脉宽调制信号，通过驱动电路控制Vienna整流器开关管工作。

进一步地，步骤2中所述的计算得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，公式如下：

其中，ω为电网电压基波角速度，L为滤波电感值，I_a、I_b、I_c分别为输入电流幅值，E_ano、E_bno、E_cno分别为电网非零序分量幅值，分别为各相相电压与对应非零序分量相位差。

进一步地，步骤4中所述的根据交流侧三相电压e_a、e_b、e_c的过零点以及e_a、e_b、e_c的幅值，判断系统在运行过程中电网是否发生变化，具体如下：

步骤4.1、采样交流侧三相电网电压，计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角；

步骤4.2、设定每相最大允许误差角第一个工频周期测得各相电压的过零点之后每个工频周期都检测各相电压的过零点，设定第k个周期的过零点为将其与前一周期的过零点进行比较，若其中x＝a、b、c，则需重新计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，跳转至步骤4.1；若则第k周期与第k-1周期电网电压相位没有发生变化，进入步骤4.3；

步骤4.3、设定每相最大允许误差幅值E_erro，测得电网电压第k周期的幅值，然后将该幅值与第k-1周期的幅值进行比较，若|E_xk-E_x(k-1)|<E_erro，其中x＝a、b、c，则电网电压没有发生变化，进入下一个工频周期；若|E_xk-E_x(k-1)|>E_erro，则电网电压发生变化，重新计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，跳转至步骤4.1。

进一步地，步骤6中所述计算得到移相后的调制波信号，公式如下：

式中，R_s为交流侧电流采样系数，i_a、i_b、i_c为交流侧三相电流，i_aq、i_bq、i_cq为与交流侧电流正交的信号，θ_a、θ_b、θ_c为各相移相角。

进一步地，步骤9中所述的将步骤7得到的三相调制信号与步骤8得到的三角载波信号交接，生成脉宽调制信号，通过驱动电路控制Vienna整流器开关管工作，具体如下：

改进单周期控制的核心控制方程为：

式中，U_m为直流稳压控制单元输出信号，d_A、d_B、d_C分别为各相开关管导通占空比，R_s为交流侧电流采样系数，i_a、i_b、i_c为交流侧三相电流，i_aq、i_bq、i_cq为与交流侧电流正交的信号，θ_a、θ_b、θ_c为各相移相角u_f为中点电压控制单元输出信号。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)通过采样交流侧三相电压并计算出满足相位补偿要求的调制波相位偏移角，实现了输入电流与输入电压的同相，有效解决了输入不平衡及低载波比条件下Vienna整流器交流侧电压与电流之间的相移问题，同时使得Vienna整流器交流侧实现单位功率因数运行；(2)通过引入中点电压控制单元降低了交流侧电流的总谐波畸变率，提高了波形质量；(3)适用于输入不平衡及低开关频率下的情况，运算简单可靠、硬件成本低、控制准确、适用范围广。

附图说明

图1是本发明低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置的结构示意图。

图2是本发明中二阶广义积分器的正交信号发生器单元的结构示意图。

图3是本发明中Vienna整流器的拓扑图。

图4是本发明中Vienna整流器的单相等效电路图。

图5是本发明中Vienna整流器的单相等效电路中各矢量的关系图。

图6是本发明中移相角的计算流程图。

图7是本发明实施例中输入不平衡电压的波形图。

图8是本发明实施例中使用本发明方法前后交流侧A相电压与A相电流之间相位差大小的对比图，其中(a)是使用传统单周期控制下的仿真波形，(b)为使用本发明控制方法的仿真波形。

图9是本发明实施例中使用本发明方法前后的交流侧电流谐波分布对比图，其中(a)为使用本发明的控制方法前的交流侧电流谐波分布图，(b)为使用本发明的控制方法后的交流侧电流谐波分布图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

结合图1、图2、图3，本发明一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿装置，包括Vienna整流器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、移相角计算单元、二阶广义积分器的正交信号发生器单元(Second Order GeneralizedIntegrator Quadrature Signal Generator，SOGI-QSG)、移相单元、直流稳压控制单元、中点电压控制单元、载波生成单元和正弦脉宽调制单元；

所述二阶广义积分器的正交信号发生器单元(SOGI-QSG)如图2所示，其中V为输入信号，V’为与V同相位的信号，qV’为滞后V90°的信号，ω为输入信号的基波角速度；

所述采样单元分别采集Vienna整流器直流侧上、下电容电压信号，Vienna整流器交流侧的三相电压信号和Vienna整流器交流侧的三相电流信号，并分别发送至移相角计算单元、二阶广义积分器的正交信号发生器单元、中点电压控制单元和直流稳压控制单元；移相角计算单元根据采样得到的交流侧三相电压信号、电流信号，计算得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角；二阶广义积分器的正交信号发生器单元将采样得到的三相电流信号滞后90°，并将此信号、交流侧三相电流信号及移相角计算单元输出信号发送至移相单元，得到移相后的三相调制波信号；中点电压控制单元根据采样得到的直流侧上、下电容电压信号，得到中点电压控制单元的输出信号，并将该信号与移相单元输出信号分别相加，得到调制信号；直流稳压控制单元根据采样得到的直流侧上、下电容电压，得到载波信号的幅值，然后发送至载波生成单元，得到三角载波信号；将调制信号与三角载波信号发送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路，接入Vienna整流器中每相桥臂的各个开关管。

作为一种具体示例，所述数字处理控制模块采用TMS320F28335和EPM1270T芯片。

一种低载波比下Vienna整流器的相位补偿方法，包括以下步骤：

步骤1、采样单元采样交流侧三相电压e_a、e_b、e_c，交流侧三相电流i_a、i_b、i_c，直流侧上电容电压U_C1，直流侧下电容电压U_C2；

步骤2、在每个开关周期内，采样三相电压e_a、e_b、e_c，三相电流i_a、i_b、i_c，计算得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，具体如下：

根据图4所示的Vienna整流器单相等效电路及图5所示单相等效电路中各矢量关系图，可以得到如下关系：

式中g＝A、B、C，I_g为各相电流幅值，L为滤波电感值，E_gno为各相非零序分量幅值，分别为各相电网电压相位与非零序分量相位之差，E_gO为各相桥臂电压基波幅值。

进而得到满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c为：

其中，ω为电网电压基波角速度，L为滤波电感值，I_a、I_b、I_c分别为输入电流幅值，E_ano、E_bno、E_cno分别为电网非零序分量幅值，分别为各相相电压与其对应非零序分量相位差。

步骤3、检测交流侧三相电压e_a、e_b、e_c的过零点，以及e_a、e_b、e_c的幅值；

步骤4、根据交流侧三相电压e_a、e_b、e_c的过零点以及e_a、e_b、e_c的幅值，判断系统在运行过程中电网是否发生变化，结合图6，具体如下：

步骤4.1、采样交流侧三相电网电压、电流，计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角；

步骤4.2、设定每相最大允许误差角第一个工频周期测得各相电压的过零点之后每个工频周期都检测各相电压的过零点，设定第k个周期的过零点为将其与前一周期的过零点进行比较，若其中x＝a、b、c，需重新计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，跳转至步骤4.1；若则第k周期与第k-1周期电网电压相位没有发生变化，进入步骤4.3；

步骤4.3、设定每相最大允许误差幅值E_erro，测得电网电压第k周期的幅值，然后将该幅值与第k-1周期的幅值进行比较，若|E_xk-E_x(k-1)|<E_erro，(其中x＝a、b、c)，则电网电压没有发生变化，进入下一个工频周期；若|E_xk-E_x(k-1)|>E_erro,则电网电压发生变化，需重新计算满足相位补偿要求的调制波相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，跳转至步骤4.1。

步骤5、将采样三相电流i_a、i_b、i_c分别乘以采样系数R_s得到i_aR_s、i_bR_s、i_cR_s，发送至二阶广义积分器的正交信号发生器单元，得到正交信号i_aqR_s、i_bqR_s、i_cqR_s；

步骤6、将步骤4计算得到的相位偏移角θ_a、θ_b、θ_c，采样所得到的i_aR_s、i_bR_s、i_cR_s及步骤5得到的正交信号发送至移相单元，计算得到移相后的调制波信号，公式如下：

式中，R_s为交流侧电流采样系数，i_a、i_b、i_c为交流侧三相电流，i_aq、i_bq、i_cq为与交流侧电流正交的信号，θ_a、θ_b、θ_c为各相移相角。

步骤7、将步骤6得到的移相后的调制波信号m_a、m_b、m_c与中点电压控制单元的输出u_f相加，得到最终的调制波信号m_a+u_f、m_b+u_f、m_c+u_f；

步骤8、将采样的上、下电容电压相加，发送至直流稳压控制单元，得到三角载波幅值，然后经过载波生成单元得到三角载波信号；

步骤9、将步骤7得到的三相调制信号与步骤8得到的三角载波信号交接，生成脉宽调制信号，通过驱动电路控制Vienna整流器开关管工作，具体如下：

此时改进单周期控制的核心控制方程如下：

式中，U_m为直流稳压控制单元输出信号，d_A、d_B、d_C分别为各相开关管导通占空比，u_f为中点电压控制单元输出信号。

Vienna整流器的调制规则为：以A相为例，在调制波的正半周，当载波大于调制波时，令S_a1、S_a2导通，A相桥臂电压为0，当载波小于调制波时，令S_a1、S_a2关断，A相桥臂电压为V_DC/2；在调制波的负半周，当载波小于调制波时，令S_a1、S_a2导通，A相桥臂电压为0，当载波大于调制波时，令S_a1、S_a2关断，A相桥臂电压为-V_DC/2。B、C两相的调制策略与A相相同。

其中V_DC为Vienna整流器输出侧直流母线电压。

实施例1

本实施例利用MATLAB中的Simulink工具搭建了三相Vienna整流电路，输入电压经三相Vienna整流电路整流后得到直流电。仿真过程中的电气参数设置如表1：

表1

表1为Simulink仿真参数，为了使输入电压不平衡，则使输入电压C相幅值减少20％，C相相位超前60°，图7是输入不平衡电压波形图，输入电压C相幅值减少20％，C相相位超前60°。

图8为上述电气参数下，使用本发明的控制方法前后交流侧电压与电流之间相移角示意图，其中图8(a)为使用传统单周期控制下的波形图，此时的相移角为36°，图8(b)为使用本发明的控制方法后的电压电流波形图，此时的相移角为11°。

图9中的(a)、(b)分别是使用本发明的补偿控制方法之前及之后的网侧电流总谐波畸变率，其中图9(a)为使用本发明的控制方法前的交流侧电流谐波分布图(Fundamental(50Hz)＝14.2,THD＝3.27％)，图9(b)为使用本发明的控制方法后的交流侧电流谐波分布图(Fundamental(50Hz)＝18.7,THD＝2.95％)，可以看出本发明中的控制方法，能有效降低交流侧电流的总谐波畸变率。

表2

表2为单周期控制与本发明方法在相同仿真条件下的各相功率因数表，从表2以及图8、图9可以看出本发明能有效解决不平衡电网下基于低开关频率的Vienna整流器交流侧电压与电流之间的相移问题，并降低交流侧电流的总谐波畸变率。