阅读说明：本技术 在反馈回路中具有麦克风换能器的具有可调节频率-3dB点和改进的建立速度的麦克风系统 (Microphone system with adjustable frequency-3 dB point and improved speed of set-up with microphone transducer in feedback loop ) 是由 S.甘塔 C.埃泽奎 于 2018-02-14 设计创作，主要内容包括：麦克风偏置电路包括：第一放大器,具有连接到第一节点的输出和连接到第二节点的输入；以及第一反馈路径,从第一节点连接到第二节点。第一反馈路径包括：麦克风,具有连接到第一节点的第一端子和连接到第三节点的第二端子,麦克风被配置为响应于声音而在第一节点处提供感测电压,第三节点具有第一DC偏置电压；以及第一电容器,连接在第三节点和第二节点之间。(The microphone bias circuit includes: a first amplifier having an output connected to a first node and an input connected to a second node; and a first feedback path connected from the first node to the second node. The first feedback path includes: a microphone having a first terminal connected to a first node and a second terminal connected to a third node, the microphone configured to provide a sense voltage at the first node in response to sound, the third node having a first DC bias voltage; and a first capacitor connected between the third node and the second node.)

在反馈回路中具有麦克风换能器的具有可调节频率-3dB点和 改进的建立速度的麦克风系统

本申请要求于2017年2月16日提交的美国临时申请系列号62/459,836的优先权的权益，通过引用将所述美国临时申请的公开内容在其整体上并入本文。

技术领域

本文档中公开的器件涉及麦克风偏置电路，并且更具体地，涉及在反馈回路中具有麦克风换能器的麦克风偏置电路。

背景技术

麦克风是将声音转换为电信号的换能器。麦克风用于众多不同的应用中，诸如录音、电话、助听器以及各种传感器系统。麦克风一般在特定声级范围内最精确地操作，所述特定声级范围取决于麦克风的灵敏度和配置。在非常喧吵的声音环境中，麦克风的输出信号通常将变得失真。特别地，基本上任何麦克风都将具有声学过载点（AOP），所述声学过载点是在其处麦克风不再能够有效地在实际声音信号和噪声/失真之间进行区分的声级。例如，AOP可以被定义为在其处输出信号中的失真达到10％的声压级。

诸如电容麦克风和电容式MEMS（微机电系统）麦克风之类的一些类型的麦克风需要DC偏置电压以便操作。MEMS麦克风附加地需要非常高的电阻以创建适当的DC偏置。该电阻大约是几百千兆欧姆。

图1a示出了用于使MEMS麦克风10偏置的麦克风电路1。麦克风电路1包括为麦克风10提供DC偏置电压的电荷泵5。电路1包括在电荷泵5和节点50之间彼此反向并联耦合的二极管25和35。电容器60连接在节点50和接地之间。麦克风10连接在节点50和节点40之间。麦克风10响应于声音而调制节点40处的电压以提供感测电压。电路1还包括二极管20和30，二极管20和30在节点40和接地之间彼此反向并联耦合。最后，电路1包括具有连接到节点40的输入的前置放大器70，前置放大器70基于感测电压在输出节点80处提供输出信号。

电路1的一个缺点在于：节点40处的感测电压通常具有不期望的DC偏移。特别地，由于麦克风10的寄生电阻R_寄生，小的泄漏电流通过麦克风10从节点50流动到节点40。泄漏电流然后通过二极管20、30从节点40流动到接地。作为泄漏电流的结果，感测电压可能具有移动的DC偏移。例如，针对感测电压的DC偏移可能略微地移动近似300 mV。

电路1的另一个缺点在于：在高信号电平处，二极管20、30将削减感测电压，这大幅减小电路的AOP。特别地，二极管20、30中的每一个具有正向电压V_F（例如，700 mV），在该正向电压V_F处它将导通。在高信号电平处，二极管20、30开始导通，这使感测电压失真。当感测电压降至-V_F以下时，二极管20将导通并削减感测电压。类似地，当感测电压上升至+ V_F以上时，那么二极管30将导通并削减感测电压。

图1b示出了响应于麦克风10经受高SPL的20 Hz声学信号在电路1的节点40处的感测电压的示例性波形90。如可以看到的那样，由于二极管20、30导通，当信号电平太高时，波形90失真（被削减）。如显然的那样，由二极管20、30的导通导致的这种削减效应大幅限制麦克风电路1的AOP。图2示出了图示波形90的频谱95的绘图。如可以看到的那样，频谱95包括20 Hz处的尖峰，其对应于实际声音（即20 Hz声学信号）。然而，如还可以看到的那样，频谱95还包括40 Hz、60 Hz、80 Hz、100 Hz、120 Hz、140 Hz和180 Hz处的附加大尖峰，其对应于由二极管20、30的导通引入的失真。如显然的那样，由二极管20、30的导通导致的这种削减效应大幅限制麦克风电路1的AOP。

可以减小失真效应的一种配置包括布置二极管20、30的串联堆叠来为感测电压提供更多余量（headroom）。该修改增加麦克风电路的AOP，但是具有缺点。特别地，该配置在较高温度处提供减小的效能（由于在较高温度处正向电压V_F的减小）并且可能在正常操作时导致输出信号中的音调。可以增加麦克风电路的AOP的另一种配置包括配置有减小的灵敏度的麦克风10。电路采用电子增益来补偿减小的麦克风灵敏度。然而，该配置具有消耗更多功率的缺点。可以增加麦克风电路的AOP的另外的配置是如下一种配置：在该配置中，当检测到高声级时，减小麦克风的增益。然而，该配置具有在输出信号中造成声学假象（诸如咔嗒声和砰声）的缺点。可以增加麦克风电路的AOP的又一种配置是如下一种配置：在该配置中，麦克风具有多个具有不同灵敏度的膜。电路取决于声级在多个膜之间切换。然而，该配置也具有在输出信号中造成声学假象的缺点。

因此，所需要的是一种麦克风偏置电路，其在具有高能量效率且不在输出信号中引入声学假象的情况下实现高AOP。如果麦克风偏置电路具有可调节的带宽和截止频率以及更快的建立速度，则将是更为有利的。

发明内容

公开了一种麦克风偏置电路。该麦克风偏置电路包括：第一放大器，具有连接到第一节点的输出和连接到第二节点的输入；以及第一反馈路径，从第一节点连接到第二节点。第一反馈路径包括：麦克风，具有连接到第一节点的第一端子和连接到第三节点的第二端子，麦克风被配置为响应于声音而在第一节点处提供感测电压，第三节点具有第一DC偏置电压；以及第一电容器，连接在第三节点和第二节点之间。

附图说明

在结合附图考虑的以下描述中解释了麦克风电路的前述方面和其他特征。

图1a示出了根据现有技术的麦克风电路。

图1b示出了图示由图1a的麦克风响应于高SPL声学信号而感测的示例性信号的绘图。

图2示出了图示图1b的波形的频谱的绘图。

图3a示出了利用节能反向并联二极管偏置但也具有高AOP的麦克风电路。

图3b示出了图示由图3a的麦克风响应于高SPL声学信号而感测的示例性波形的绘图。

图4a示出了具有偏移校正反馈回路的麦克风电路。

图4b示出了用于图4a的麦克风电路的示例性频率规划。

图5示出了示例性二极管线性化电路。

图6示出了具有可变输入电阻的图5的二极管线性化电路。

图7示出了图5的二极管线性化电路的级联形式。

图8示出了由一系列衰减器形成的级联的二极管线性化电路。

图9示出了具有示例性数字偏移校正电路的麦克风电路。

图10示出了具有示例性模拟偏移校正电路的麦克风电路。

图11示出了被调节一个数量级的低频-3dB点的示例。

具体实施方式

为了促进对本公开原理的理解的目的，现在将参考在附图中图示并在以下书面说明书中描述的实施例。应理解，没有因此对本公开范围的限制的意图。还应理解，本公开包括对所说明的实施例的任何更改和修改，并且包括如本公开所涉及领域的技术人员通常将想到的本公开原理的另外应用。

图3a示出了麦克风电路100，其有利地利用节能二极管偏置但也具有高AOP。应注意，尽管以单端形式示出和描述了电路100，但是在一些实施例中，电路100是以差分形式的。麦克风电路100包括连接在节点150和节点140之间的麦克风110。麦克风110被配置为响应于声音来调制节点140处的电压以提供感测电压V_感测。在至少一个实施例中，麦克风110是MEMS（微机电系统）麦克风。在一些实施例中，本文描述的麦克风电路的组件中的一些或全部与MEMS麦克风一起集成在单个芯片上。在许多实施例中，麦克风110的操作原理是具有机械地响应于声波的至少一个导电膜、膜片等的电容式传感器的操作原理。在本文提供的图示中，麦克风110被示意性地描绘为可变电容器。

麦克风电路100包括电荷泵105，电荷泵105被配置为提供预定DC偏置电压V_DC。电路100包括二极管125和135，二极管125和135在电荷泵105和节点150之间彼此反向并联耦合。二极管125和 135操作以将来自电荷泵105的预定DC偏置电压V_DC耦合到节点150。在一个实施例中，预定DC偏置电压V_DC是20 V。

电路100通过以下操作来避免高信号电平处的信号削减问题：将麦克风110置于负反馈回路中并且将节点140与可能使感测电压V_感测失真的任何二极管隔离。为了完成这点，电路100包括放大器170，诸如运算放大器或运算跨导放大器。放大器170的输出连接到节点140。放大器170的非反相输入连接到参考电压，该参考电压表示期望的DC偏置点。电容器160连接在节点150和在放大器170的反相输入处的节点145之间。以这种方式，在放大器170的输出和放大器170的反相输入之间定义反馈路径190。麦克风110和电容器160布置在反馈路径190内。

电路100还包括二极管120和130，二极管120和130在节点145和节点185之间彼此反向并联耦合。节点185连接到校正DC偏置电压V_偏置。二极管120和130操作以将来自节点185的DC偏置电压V_偏置耦合到节点145。在一个实施例中，选择V_偏置使得节点145处的电压与连接到放大器170的非反相输入的参考电压相同。可以选择节点185处的DC偏置电压V_偏置的值以抵消由于反馈路径190中的泄漏电流所致的从节点145处的期望的DC偏置点的不期望的DC移动。

在所示出的实施例中，放大器170起到具有高输入阻抗和低输出阻抗的前置放大器的作用。然而，在一些实施例中，电路100可以包括单独的前置放大器（未示出），该单独的前置放大器具有连接到节点140的输入，并且被配置为基于节点140处的感测电压V_感测而在输出节点180处提供输出信号V_出。

应当注意，尽管节点150承载从电荷泵105提供的预定DC偏置电压V_DC，但是它有利地是虚拟AC接地。因此，二极管125、135在操作期间不导通，并且不削减反馈路径190中的任何信号或使其失真。附加地，电容器160将节点145与节点150处的预定DC偏置电压V_DC隔离。以这种方式，节点145是虚拟接地，其不经历实质的AC或DC电压。作为结果，二极管120、130在操作期间也不导通，并且不削减任何反馈信号或使其失真。此外，放大器170不经历任何高电压，并且因此可以使用低电压晶体管来设计。图3b示出了响应于麦克风110经受喧吵的20 Hz音调在电路100的节点140处的感测电压V_感测的示例性波形102。如可以看到的那样，波形102在高信号电平处不失真。

如上文所讨论的，在本文描述的麦克风电路的实际实现方式中，输入到放大器170的反相输入中的节点145处的反馈电压可能由于通过电容器160和/或二极管120、130流动的泄漏电流而略微地从期望的DC偏置点移动。可以选择DC偏置电压V_偏置以抵消节点145处的不期望的DC移动。在一些实施例中，借助于偏移校正反馈回路来动态地提供DC偏置电压V_偏置。

图4a示出了具有偏移校正反馈回路的麦克风电路300。电路300类似于图3a中示出的电路100，并且相同元件利用共用参考标记来标识，且不再详细描述。除了电路100的组件之外，电路300还包括在节点140和在放大器170的反相输入处的节点145之间的另外的反馈路径310。反馈路径310至少包括偏移校正电路320和二极管120、130。在许多实施例中，反馈路径310还包括二极管线性化电路330。附加地，尽管以单端形式示出和描述了电路300，但是在一些实施例中，电路300是以差分形式的。

偏移校正电路320连接在节点140和二极管线性化电路330之间，并且被配置为调节或校正节点145处的反馈电压中存在的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，偏移校正电路320被配置为提供DC偏置电压V_偏置，使得放大器170的反相和非反相输入彼此相等。在一些实施例中，偏移校正电路320包括比例积分器电路和/或低通滤波器电路。偏移校正电路320可以使用模拟、数字或混合组件来实现。

二极管线性化电路330被配置为使得与二极管线性化电路330相组合的二极管120、130具有更为线性的电流-电压特性并且可以被建模为电阻器。二极管120、130的线性化使能实现在使麦克风电路300的反馈回路稳定中更大的自由度。附加地，二极管120、130的线性化使得麦克风电路300的反馈回路的瞬态响应和/或建立时间能够比具有非线性化二极管的情况快得多。

由于二极管和MEMS电容所致的极点频率与R_二极管*C_mems的乘积成反比，其中R_二极管是二极管120、130的电阻，并且C_mems是麦克风110的电容。该极点高度取决于麦克风110的泄漏电流、电容器160的泄漏电流以及温度，这使得难以针对具有不同固有特性的不同麦克风和二极管来使系统稳定。在没有二极管线性化电路330的情况下，偏移校正电路320一般将需要被设计为具有非常窄的带宽，从而导致非常慢的建立响应。二极管线性化电路330使得反馈回路310能够更快地稳定，并且一般在偏移校正电路320的设计中提供更大的自由度。附加地，电路300保留二极管偏置的噪声优点并且避免与低值线性电阻器相关联的严重的噪声损害。

放大器170、麦克风110、电容器160、二极管120、130和二极管线性化电路330基本上作为模拟积分器电路340来操作。特别地，麦克风110和电容器160作为用于模拟积分器电路340的反馈电容来操作。类似地，与二极管线性化电路330相组合的二极管120、130作为用于模拟积分器电路340的输入电阻来操作。模拟积分器电路340的截止频率部分地由与二极管线性化电路330相组合的二极管120、130的有效电阻定义。为了频率规划的目的，电路300可以分成两个初级电路——模拟积分器电路340和偏移校正电路320。因此，系统的整体带宽和针对系统的截止频率由模拟积分器电路340和偏移校正电路320定义。图4b示出了用于模拟积分器电路340和偏移校正电路320的示例性频率规划，以便实现针对电路300的期望整体性能。如将更详细地讨论的，可以设计和调节模拟积分器电路340和偏移校正电路320的频率响应，以使整体系统的频率响应成型。

图5示出了二极管线性化电路400，其是二极管线性化电路330的示例性实施例。二极管线性化电路400包括放大器410，诸如运算放大器。输入电阻器420连接在具有从偏移校正电路320接收的DC偏置电压V_偏置的节点415和放大器410的反相输入之间。放大器410的非反相输入连接到固定共用电压，诸如接地。电路400包括二极管425、435，二极管425、435在放大器410的输出和放大器410的反相输入之间彼此反向并联耦合。最后，二极管120、130在节点145和放大器410的输出之间彼此反向并联耦合。应注意，二极管120、130和节点145对应于图4a中示出的电路300的二极管120、130和节点145。在一个实施例中，二极管425、435是二极管120、130的N倍大。输入电阻器420的噪声衰减至1/N²。

图6示出了二极管线性化电路500，除了其具有可调节的输入电阻之外，其类似于二极管线性化电路400。特别地，二极管线性化电路500包括可变电阻电路510来代替输入电阻器420。如示出的，可变电阻电路510包括彼此并联连接且具有不同电阻值的多个电阻器。在一个实施例中，每个电阻器的电阻彼此以一预定因子（例如，2x、5x、10x、100x）而逐渐变化。可变电阻电路510包括与每个电阻器串联连接的开关。可以闭合或断开开关以通过个体电阻器或电阻器的并联组合创建不同电流路径，从而为二极管线性化电路500提供可调节的输入电阻。在其他实施例中，可变电阻电路510可以替代地包括电位计或任何其他类型的可变电阻。如下文更详细讨论的，可变电阻可以用于调节模拟积分器电路340的带宽和截止频率。

图7示出了级联的二极管线性化电路600。级联的二极管线性化电路600类似于二极管线性化电路400。然而，二极管线性化电路600包括多个级402。每个级402包括放大器410，放大器410具有在相应放大器410的输出和相应放大器410的反相输入之间彼此反向并联连接的二极管425、435。每个放大器的非反相输入连接到固定共用电压，诸如接地。二极管420、430在每个放大器410之间彼此反向并联耦合。在至少最后一级402中，二极管420、430与上文讨论的二极管120、130是同一个。可替换地，在其他实施例中，级402可以由串联级联的衰减器电路404替代，如图8中示出的。

图9示出了麦克风电路700，麦克风电路700是图4a的麦克风电路300的优选实施例，其包括偏移校正电路320的数字实现方式。麦克风电路700包括反馈路径310，反馈路径310包括偏移校正电路320、二极管线性化电路330和二极管120、130。除了输入电阻器420被图示为可变电阻之外，二极管线性化电路330被体现为关于图5的二极管线性化电路400所描述的那样。偏移校正电路320被体现为数字偏移校正电路710。数字偏移校正电路710被配置为调节或校正节点145处的反馈电压中存在的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，数字偏移校正电路710被配置为提供DC偏置电压V_偏置，使得放大器170的反相和非反相输入彼此相等。

数字偏移校正电路710包括模数转换器（ADC）715，模数转换器715连接到节点140并且被配置为使节点140处的输出信号数字化以提供数字反馈信号。数字偏移校正电路710还包括数模转换器（DAC）720，数模转换器720连接到二极管线性化电路400的节点415并且被配置为将数字反馈信号转换回到模拟电压。在一个实施例中，ADC 715提供数字输出V_出-d。在一个实施例中，ADC 715是基于Δ-Σ的转换器，其可以包括Δ-Σ调制器和数字滤波器。在一个实施例中，DAC 720是基于Δ-Σ的转换器，其可以包括Δ-Σ调制器和模拟滤波器。

在一个实施例中，数字偏移校正电路710包括连接在节点140和ADC 715之间的抗混叠滤波器725。抗混叠滤波器725被配置为约束输出信号的带宽以在由ADC 715数字化时防止混叠。特别地，抗混叠滤波器725至少被配置为从输出信号去除具有大于ADC 715的采样速率的一半的频率的交流分量或使其衰减。

在一个实施例中，数字偏移校正电路710还包括数字滤波器730和比例积分器735，数字滤波器730和比例积分器735被配置为调节或校正节点145处的反馈电压中存在的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，数字滤波器730和比例积分器735被配置为提供DC偏置电压V_偏置，使得放大器170的反相和非反相输入彼此相等。在一个实施例中，数字滤波器730是低通滤波器。在一个实施例中，数字滤波器730包括级联的积分梳状（CIC）滤波器，其包括一个或多个积分器和梳状滤波器对。在一个实施例中，数字滤波器730被配置为减慢从200 Hz到20 KHz的滚降。在示出的实施例中，比例积分器735包括通过加法器元件750组合的比例路径740和积分路径745。

在具有基于Δ-Σ的ADC 715和/或DAC 720的一些实施例中，ADC 715和/或DAC720的失真性能可能受到节点140处的输出信号中的DC偏移的影响。在一个实施例中，数字偏移校正电路710还包括ADC/DAC音调控制器755，ADC/DAC音调控制器755被配置为提供减小ADC 715和/或DAC 720中的失真的偏移信号。在一个实施例中，ADC/DAC音调控制器755连接到加法器元件750，以在比例积分器735之后将偏移信号注入到数字反馈信号中。在其他实施例中，连接ADC/DAC音调控制器755，连接到某个其他加法器元件，以在反馈路径310中的其他地方将偏移信号注入到数字反馈信号中。

在一个实施例中，数字偏移校正电路710还包括布置在反馈路径310中的启动加速器（未示出）。启动加速器被配置为在存储器中存储针对数字反馈信号的预定义或测量的启动值，所述预定义或测量的启动值在数字反馈回路的启动期间用作初始条件。以这种方式，数字反馈回路能够更快地启动。

图10示出了麦克风电路800，麦克风电路800是图4a的麦克风电路300的另一个实施例，其包括偏移校正电路320的模拟实现方式。麦克风电路800包括反馈路径310，反馈路径310包括偏移校正电路320、二极管线性化电路330和二极管120、130。除了输入电阻器420被图示为可变电阻之外，二极管线性化电路330被体现为关于图5的二极管线性化电路400所描述的那样。偏移校正电路320被体现为模拟偏移校正电路810。模拟偏移校正电路810被配置为调节或校正节点145处的反馈电压中存在的DC偏移，使得其等于期望的DC偏置点。在一个实施例中，模拟偏移校正电路810被配置为提供DC偏置电压V_偏置，使得放大器170的反相和非反相输入彼此相等。

模拟偏移校正电路810包括在节点140和节点825之间彼此并联连接的电阻器815和电容器820。节点825连接到运算放大器830的反相输入。运算放大器830的非反相输入连接参考电压，该参考电压表示期望的DC偏置点。运算放大器830的输出连接到二极管线性化电路400的节点415。模拟偏移校正电路810还包括连接在运算放大器830的输出和运算放大器830的反相输入之间的电容器835。在至少一个实施例中，电阻器815具有可变/可调节电阻。在至少一个实施例中，电容器820和/或电容器835具有可变/可调节电容。

麦克风电路700、800使得能够灵活地调节带宽和-3dB截止频率，而同时维持反馈稳定性和快速建立时间。特别地，在麦克风电路700、800两者中，可以调节输入电阻器420的电阻以修改模拟积分器电路340的-3dB截止频率和带宽。对于麦克风电路700，可以调节比例路径740的比例常数和积分路径745的积分器增益带宽，以修改数字偏移校正电路710的-3dB截止频率和带宽。类似地，对于麦克风电路800，可以调节电阻器815的电阻、电容器820的电容和/或电容器835的电容，以修改模拟偏移校正电路810的-3dB截止频率和带宽。如上文所讨论的，模拟积分器电路340和偏移校正电路320、710、810的响应特性一起定义了麦克风电路700、800的整体响应。附加地，我们注意到，低频-3dB 点是通过使用反馈回路而可调节的，所述反馈回路已经执行DC偏移校正并且大幅改进瞬态设置速度。用于调节-3dB截止频率和带宽的其他方法一般引入噪声并且需要用于多个功能性的单独反馈回路。

图11示出了被调节一个数量级的低频-3dB点的示例。由于与二极管线性化电路400相组合的二极管120、130的线性化电流-电压特性，可以在不影响稳定性的情况下调节电路700或电路800的-3dB截止频率和带宽。低频-3dB点的可调节性具有能够滤除风噪声这样的优点。尽管未图示，但应注意，麦克风电路700、800还使能实现高频-3dB点的可调节性。

虽然已经在附图和前述描述中详细图示和描述了本公开，但是应该在性质上将其视为说明性的而非限制性的。应理解，仅已呈现了优选实施例，并且期望保护落入本公开精神内的所有改变、修改和另外的应用。