阅读说明：本技术 一种高频率六电平变换器及其拓扑电路与调制方法 (A kind of six level converter of high-frequency and its topological circuit and modulator approach ) 是由 邢相洋 戴向阳 裴文卉 张承慧 李晓艳 胡顺全 于 2019-08-28 设计创作，主要内容包括：本公开提出了一种高频率六电平变换器及其拓扑电路与调制方法,将半桥拓扑和H桥拓扑结合,提出的混合型半桥H桥六电平变换器,相较于传统变换器,本公开只采用了数量较少的开关器件,本公开电路中的电流经过的开关器件少,通态损耗小,故整体发热小,便于设计更小的散热器,降低成本,降低重量和体积,同时也提升了效率这些优点使得本公开的六电平变换器成本较低,效率较高,更适合中压应用。同时采用直接误差输入方式控制电容电压,简洁可靠易于实现,使得变换器的控制系统更快更稳定。(The present disclosure proposes a kind of six level converter of high-frequency and its topological circuit and modulator approaches, half-bridge topology and H bridge topology are combined, six level converter of mixed type half-bridge H bridge of proposition, compared to conventional transducers, switching device of the disclosure only with negligible amounts, the switching device that electric current in disclosure circuit passes through is few, on-state loss is small, therefore entirety fever is small, convenient for designing smaller radiator, reduce cost, reduce weight and volume, efficiency these advantages are also improved simultaneously to make six level converters of the disclosure cost is relatively low, efficiency is higher, it is more suitable for middle pressure application.Capacitance voltage is controlled using direct error input mode simultaneously, is succinctly reliably easily achieved, so that the control system of converter is faster more stable.)

一种高频率六电平变换器及其拓扑电路与调制方法

技术领域

本公开涉及电力电子变换相关技术领域，具体的说，是涉及一种高频率六电平变换器及其拓扑电路与调制方法。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，并不必然构成在先技术。

与两电平、三电平变换器相比，多电平变换器的综合性能得到了提高，在可再生能源转换、电机驱动、无功补偿、交通运输等工业应用领域得到了越来越多的关注。多电平转换器能够显著降低AC输出的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，降低开关损耗，降低开关管电压应力(dv/dt)，增加变换器的输入电压范围，减少整体体积和输出滤波器的体积，从而降低成本。

发明人发现，传统五电平和七电平拓扑变换器，按照主电路的拓扑结构分包括飞跨电容(Flying capacitor，FC)变换器、中点钳位(neutral point clamped，NPC)变换器和级联(Cascaded H-bridge，CHB)变换器等变换器，飞跨电容型变换器飞跨电容数量多，电容电压难以控制；中点钳位型变换器结构复杂；级联型变换器需要多个独立的直流电源，上述这些变换器具有电平变换器开关器件多、整体复杂等缺点。

发明内容

本公开为了解决上述问题，提出了一种高频率六电平变换器及其拓扑电路与调制方法，将半桥拓扑和H桥拓扑结合，提出了混合型半桥H桥(Hybrid Half Bridge&H-Bridge，HBHB)六电平变换器(以下简称HBHB)，相较于传统变换器，具有开关管数量少，不需要钳位二极管，承受耐压相对较低等优点，这些优点使得本公开的六电平变换器成本较低，效率较高，更适合中压应用。

为了实现上述目的，本公开采用如下技术方案：

一个或多个实施例提供了一种六电平变换器的拓扑电路，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括一个半桥电路和一个H桥电路，半桥电路包括连个两个串联的开关管，半桥电路中点连接后级H桥电路，后级H桥电路包括四个首尾串联的开关管，H桥电路上下中点分别连接飞跨电容，H桥左右中点一侧连接前级半桥，H桥左右中点另一侧为输出端，上下中点及上下中点中的任意相邻的两点之间设置一个开关管。

一个或多个实施例提供了一种高频率六电平变换器，将上述的一种六电平变换器的拓扑电路作为变换器的主电路，并联的三相桥臂分别连接直流电压源，各个开关管均由控制电路驱动；每一相上设置的六电平变换器的拓扑电路的输出端经滤波器与负载相连或直接并入电网。

基于上述的一种高频率六电平变换器的调制方法，用于控制六电平变换器的拓扑电路中的飞跨电容电压，包括如下步骤：

通过层叠载波的方式，建立五层三角载波作为与三相调制波对比的基准值；

将变换器的输出电流及电压的检测值与给定值比较得到误差，根据误差生成初始三相调制波；

采集变换器的主电路中飞跨电容的电压，并计算与飞跨电容电压给定值的误差，获得电容补偿值，将电容的补偿值将电容补偿值叠加至初始调制波上，获得最终的三相调制波；

采用层叠载波方法将最终三相调制波与五层三角载波相比较，获得每层三角载波的的驱动脉冲控制变换器的开关状态，使不同电平的作用时间改变，从而控制飞跨电容电压。

本公开设置的六电平变换器的拓扑电路，相比于其它多电平拓扑，仅采用18个开关管、3个飞跨电容，实现了三相六电平电压输出，在保证同级别变换器性能的基础上，大大简化了系统结构，实时采集飞跨电容的电压，通过给定电容电压参考值计算误差，设计了一个PID控制系统，在简洁可靠的正弦脉宽调制基础上实现了对电容电压的有效控制。

与现有技术相比，本公开的有益效果为：

(1)本公开仅采用18个开关管和3个飞跨电容实现三相六电平输出，在保证和其它多电平相同的输出性能下，大大简化了拓扑结构，降低了系统成本。

(2)本公开采用了数量较少的开关器件，电流在整个电路中流过的器件有限，相比于其他多电平的多回路、多串联，本公开电路中的电流经过的开关器件少，通态损耗小，故整体发热小，便于设计更小的散热器，降低成本，降低重量和体积，同时也提升了效率。

(3)本公开的拓扑电路由于分别采用半桥电路和H桥电路拓扑叠加而成，前级半桥承受反向耐压高，工作频率低，后级H桥承受反向耐压低，工作频率高，利用这一特点，前级可以采用耐压高开关时间长的IGBT，而后级H桥可以采用耐压低开关时间短的MOSFET，从而提升变换器工作频率降低输出电感体积，降低输出电流THD。

(4)本公开六电平拓扑电路输出交流电压峰峰值为输入直流电压的1.5倍，有效提升了直流电压利用率，并降低电流，减小铜损。

(5)本公开拓扑中采用直接误差输入方式控制电容电压，简洁可靠易于实现，使变换器整个系统相应更快更稳定。

附图说明

构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的限定。

图1是本公开实施例的六电平变换器的电路结构图；

图2是本公开实施例的变换器的层叠三角载波与原始正弦调制波；

图3是本公开实施例的加入飞跨电容误差控制的调制波与层叠三角载波；

图4为本公开实施例的半桥开关管工作状态

图5为本公开实施例的H桥开关管工作状态

图6为本公开实施例的输出相电压；

图7为本公开实施例的输出线电压；

图8为本公开实施例的飞跨电容电压；

图9为本公开实施例的输出电流；

图10为本公开实施例的输出电流谐波失真THD；

图11为本公开实施例的调制方法流程图。

具体实施方式

：

下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的各个实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将结合附图对实施例进行详细描述。

技术术语解释：

斩波：是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电。也称为直流--直流变换器(DC/DC Converter)。一般指直接将直流电变为另一直流电，不包括直流-交流-直流。

占空比：是指在一个脉冲循环内，通电时间相对于总时间所占的比例。占空比(Duty Ratio)在电信领域中有如下含义:例如:脉冲宽度1μs，信号周期4μs的脉冲序列占空比为0.25。

层叠载波：是N个具有相同频率和幅值的载波与调制相比较得到相应的驱动脉冲。

在一个或多个实施方式中公开的技术方案中，如图1所示，一种六电平变换器的拓扑电路，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括一个半桥电路和一个H桥电路，半桥电路包括连个两个串联的开关管S_a1和开关管S_a2，开关管S_a1与开关管S_a2的连接端为半桥电路的中点，半桥电路中点一侧连接后级H桥电路，后级H桥电路包括四个首尾串联的开关管S_a3-S_a5，H桥电路上下中点分别连接飞跨电容，H桥左右中点一侧连接前级半桥，H桥左右中点另一侧为输出端，上下中点及上下中点共四个点，其中四个点中的任意相邻的两点之间设置一个开关管。

如图1中给出了三相桥臂的A相桥臂的电路拓扑，其余两相B相和C相桥臂的电路拓扑与A相桥臂的电路拓扑可以相同。具体的，H桥拓扑为四个开关管首尾串联，图中H桥拓扑正方形结构左右两侧分别设置两个开关管，正方形左右两侧中点分别连接前级半桥电路和输出负载，正方形上下中点分别连接飞跨电容正负极，飞跨电容电压应维持在Vdc/4左右，其中Vdc即为直流母线电压。

在一些实施例中，作为进一步的改进，半桥电路的开关管可以采用IGBT开关管。H桥电路的开关管可以采用MOSFET管。本实施例的拓扑电路由于分别采用半桥和H桥拓扑叠加而成，前级半桥承受反向耐压高，工作频率低，后级H桥承受反向耐压低，工作频率高，前级可以采用耐压高开关时间长的IGBT，而后级H桥可以采用耐压低开关时间短的MOSFET，从而提升变换器工作频率降低输出电感体积，降低输出电流的谐波失真。

本实施例还提供一种高频率六电平变换器，将上述的一种六电平变换器的拓扑电路作为变换器的主电路，并联的三相桥臂分别连接直流电压源，各个开关管均由控制电路驱动；每一相上设置的六电平变换器的拓扑电路的输出端经滤波器与负载相连或直接并入电网；

具体的示例如图1所示，变换器的主电路为HBHB六电平拓扑，直流输入电压与主电路相连，Sa1、Sa2、Sa3、Sa4、Sa5、Sa6为开关管，Cfa为悬浮飞跨电容，其电压受开关状态和输出电流的综合作用影响，图1中只展示了A相电路图，B、C相与A相完全一致，滤波器为L型滤波器。系统输出端与三相负载或三相电网相连。

某些实施例中，所述滤波器可以为L型滤波器。

进一步地，控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路和DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块分别连接采样调理电路和驱动电路，DSP模块根据采样调理电路传输的数据，控制驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中开关管的开通与关断。

在一些实施例中，所述采样调理电路采集数据可以包括输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压以及滤波器输出的三相电压值大小。

数据的采集具体的可以通过设置霍尔传感器进行采集，采样调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。DSP模块控制AD转换器将采集的模拟信号转化为数字信号。数字信号的处理以及模型预测、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制开关管的开通与关断。

图2为本实施例通过层叠载波的方式获得的层叠三角载波与原始正弦调制波，五层三角载波交会处从下到上分别代表-3E、-2E、-E、E、2E、3E电位，因为HBHB六电平拓扑没有零电位，而中间两电位分别为±E，两电位相差为2E，故五层三角载波从下至上幅值分别为0.3、0.3、0.6、0.3、0.3。

本实施例的六电平变换器开关状态及输出电平可以如表1所示,此时假设电源电压恒为4E，电容电压恒为E。

表1

根据图1层叠载波得到电位数值，选定具体的层叠载波，再进一步得到调制波与层叠载波的对比值，当调制波数值的绝对值大于层叠载波数值的绝对值时，选择该层波远离X轴的电位等级，反之则选择该层另外一个电位等级，直至下一个采样周期到来时，然后将该电位等级的开关状态输入给下一级驱动控制开关管开启或关断。

上述为在飞跨电容电压稳定在E时的理想状态，根据表1可知当输出不同电平时，不同的电流方向会对电容电压产生不同的影响，实际工作中电容电压不可能一直稳定在期望值，一定会有偏差，从分析其电容电压波动机理上，实时监测电容电压波动值和电流方向，在下一周期到来时，输出电平的状态对飞跨电容电压为正增益时，增大该电平导通时间补偿电容电压，反之输出电平状态对飞跨电容电压为负增益时，减小该电平的导通时间，使电容电压误差的变化率降低，间接控制电容电压变化，当输出为±2E时，因这两个电平对电容电压不产生影响，所以维持原来的状态。

本实施例的六电平变换器由于后级采用H桥飞跨电容拓扑，和其它多电平飞跨电容拓扑相同，其飞跨电容电压也易受输出电压电流影响，而由于本拓扑每相仅采用了六个IGBT管实现六电平输出，其输出电平状态没有冗余的开关组合，使得没有多余的状态补偿飞跨电容。

基于以上分析本实施例还提供了基于图1所示的一种高频率六电平变换器的调制方法，用于控制六电平变换器的拓扑电路中的飞跨电容电压，如图11所示，包括如下步骤：

步骤1、通过层叠载波的方式，建立五层三角载波作为与三相调制波对比的基准值；

所述层叠载波为系统参考基准，三相调制波为期望输出波形经过如下步骤2-3计算得出。本实施例中所述的五层三角载波每一层分别对应一种电位。

步骤2、将变换器的输出电流及电压的检测值与给定值比较得到误差，根据误差生成初始三相调制波；

步骤3、采集变换器的主电路中飞跨电容的电压，并计算与飞跨电容电压给定值的误差，获得电容补偿值，将电容的补偿值将电容补偿值叠加至初始调制波，获得最终的三相调制波；

步骤4、采用层叠载波方法将最终三相调制波与五层三角载波相比较，获得每层三角载波的的驱动脉冲控制变换器的开关状态，使不同电平的作用时间改变，从而控制飞跨电容电压。

所述步骤2中，将变换器的输出电流及电压的检测值与给定值比较得到误差，根据误差生成初始三相调制波的方法，初始三相调制波的获得方法可以具体为：

步骤21、设定变换器的三相输出电压和电流的期望值；

步骤22、采集变换器的输出电压值和电流值，给定三相交流电工作频率，通过Park变换得到d、q轴数值；

步骤23、将得到d、q轴数值与变换器的三相输出电压和电流的期望值对比得到误差，将误差经过比例积分调节得到合适的控制量，将控制量经过Park反变换输出初始三相调制波。

步骤3中所述采集变换器的主电路中飞跨电容的电压，并计算与飞跨电容电压给定值的误差，获得电容补偿值的方法具体为：将通过PID运算将与飞跨电容电压给定值的误差经过比例积分获得合适的电容补偿值。

采用本实施例的调制方法效果可以通过仿真实验说明。

将电容的补偿值加入至及初始调制波及五层三角载波，图3为加入误差的调制波和层叠波，由图3可以看出正弦峰波峰谷下凹处即为加入的误差，加入此误差后，电平作用时间改变有利于电容电压平衡。

图4图5分别为半桥电路上桥臂开关管工作状态和H桥电路的右上桥臂开关管工作状态，半桥下桥臂与上桥臂占空比相等相位互查90度，H桥四个开关管工作波形图占空比同样相等，相位互差或互补，正如图中所示，半桥开关管大部分时间处于长通或长断状态，而在其高频开关状态时间段对应的输出电位也正好为±E，在这两种电位下，变换器输出电流不是从中值段向零减小就是从零向中值段上升，整个过程电流平均值较低，故在该段时间内虽然工作在高频开关状态下，但这两个管的开关损耗非常低，同时考虑到半桥电路具有开关管反向电压高的特点为整个直流电源的电压值，所以此处采用高耐压、开关时间长的IGBT正好起到了优劣互补的作用，而后级H桥部分，大部分时间工作在高频开关状态，同时由于H桥中心位置飞跨电容电压仅为输入直流电源电压的四分之一，此处采用低耐压、快开关的MOSFET同样也是优劣互补，故拓扑整体采用半桥前级IGBT和H桥后级MOSFET的方式，不仅物尽其用优化成本，并且可以同时增加开关频率降低输出测电流失真，显著提升了系统整体性能。

图6为相电压波形图；图7为线电压波形图；图8为飞跨电容电压波形图，在调制度为0.8，电容值为2000微法的条件下，电容电压在250V±4V范围内波动，纹波电压仅为期望值的1.6％，有效控制了电容电压；图9为a相输出电流波形；图10为a相输出电流的谐波傅里叶分析，在系统整体开环接电阻，输出电感2毫亨，开关频率25KHz工况下，电流总谐波失真仅为3.83％。

以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。