具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了如图1-图7中所示的一种接触器的节能控制方法，包括：

接触器接通步骤：如图1、图6、图7所示，控制电源接通后，给储能电路充电，同时接触器KM的线圈4收到脉冲电压信号后产生吸引磁力，使接触器KM的动作机构2动作，接触器KM的主回路触头1接通， 接触器KM线圈控制线路在延时设置的毫秒时间内断开，本实施例中，设置的断开时间为10mS，接触器KM在吸合永磁体5作用下继续保持接触器KM的主回路触头1接通状态；本实施例中所述接触器接通步骤中，吸合延时调节电路包括与反向器U2B输出端相连接的三极管V1、与三极管V1相连接的电容C2，反向器U2B的输出端通过电阻R2和电阻R3串联分压后与三极管V1的基极相连接,所述三极管V1的集电极通过电阻R6连接在全桥驱动芯片U1的IN2引脚；当所述电容C2充电电压达到三极管V1的导通阀值时，所述全桥驱动芯片U1的IN2引脚电平被拉低，所述全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出高阻，接触器KM的线圈4失电，所述反向器U2B的输入端与反相器U2A的输出端相连接，所述U2A的输入端通过电阻R4与电阻R5连接到控制电源正极,所述电阻R5的两端并联有电容C3和稳压二极管DW1；

控制电源接通时，还将电流送入储能电路；所述储能电路包括用于储存电能的储能电容C1，所述储能电容C1通过缓冲电阻R8与控制电源相连接。向储能电容C1充电；

控制电源接通时，电流还通过电阻R1和稳压二极管DW2串联后的电路接入全桥驱动芯片U1模拟电压输入的Vref引脚，所述电阻R8通过电阻R7连接在全桥驱动芯片U1的LSS引脚，所述电阻R7和电阻R8之间设置有续流二极管，所述续流二极管，包括二极管D3和二极管D5、以及与二极管D3和二极管D5并联的二极管D2和二极管D4；

接触器断开步骤：控制电源断开时，所述储能电路放电，为接触器KM的线圈4提供释放电能，该释放电能经全桥驱动控制电路，输出一个与接触器KM的线圈4吸合电压极性相反的脉冲，全桥驱动芯片U1接收到电压信号检测调节电路的断电信号后，将储能电路输入电压的电源极性转换后送入线圈4，本实施例中，全桥驱动芯片U1转出反向的脉冲电压信号，接触器KM的线圈4产生与现有磁力方向相反的磁力使接触器KM的主回路触头1断开，本实施例中，接触器KM在线圈4产生的反向磁力作用下，磁场磁力方向发生反转，接触器KM的动作机构2朝吸合时的相反方向动作，使接触器KM的主回路触头1断开，接触器KM的线圈4失电后，接触器KM在释放永磁体3作用下，接触器的主回路触头1保持断开状态；

所述节能控制方法还包括节能控制电路，所述节能控制电路包括用于控制接触器KM功能的全桥驱动芯片U1、与控制电源连接的储能电路、与储能电路相连接并将输入电压稳压后送入全桥驱动芯片U1的稳压电路、与控制电源相连接的用于输入电压信号检测调节和滤波过压保护的电压信号检测调节电路、与电压信号检测调节电路相连接的三级反相器、用于产生吸合电压与接触器KM接通延时的吸合延时调节电路、用于控制释放电压与接触器KM断开延时的释放延时调节电路6；所述吸合延时调节电路和释放延时调节电路6均与三级反相器相连接；

所述全桥驱动芯片U1中设置全桥驱动控制电路；

所述三级反相器包括串联的反相器U2A、反相器U2B、反相器U2C；

所述接触器接通步骤中，控制电源接通时，储能电路给储能电容C1充电，同时接触器KM的线圈4收到脉冲电压信号后产生吸引磁力，使接触器KM的动作机构2在接触器KM的线圈4产生的吸引磁力和吸合永磁体5的吸引磁力共同作用下接通，并通过吸合延时调节电路发送信号给全桥驱动芯片U1，当全桥驱动芯片U1收到接触器KM接通信号后，由全桥驱动芯片U1关断接触器KM的线圈4电压，接触器KM的线圈4失电，接触器KM的主回路触头1在吸合永磁体5作用下保持接通状态；

所述接触器断开步骤中，控制电源断开时，所述全桥驱动芯片U1接收到电压信号检测调节电路的断电信号后，将储能电路中的电能电压极性转换后送入所述接触器KM的线圈4，接触器KM的线圈4产生与现有磁力方向相反的磁力，即反向磁力使接触器KM脱离吸合永磁体5的吸引磁力而断开，接触器KM的动作机构2与释放永磁体3吸合，接触器KM的主回路触头1断开,之后释放延时电路发送失电信号给所述全桥驱动芯片U1使接触器KM的线圈4失电，接触器KM的主回路触头1在释放永磁体3的作用下保持断开状态。

所述接触器断开步骤中，所述释放延时电路包括与反相器U2C输出端相连接的三极管V2、与三极管V2相连接的电容C4，所述反相器U2C输出端通过电阻R10与电阻R11串联分压后与三极管V2的基极相连接，所述三极管V2的集电极与全桥驱动芯片U1的IN1引脚相连接，且所述三极管V2的集电极还通过电阻R9与反相器U2C输出端相连接；

当电容C4充电电压达到三极管V2的导通阀值时，所述全桥驱动芯片U1的IN1引脚电平被拉低，所述全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出高阻，接触器KM的线圈4失电。

所述控制电源的正极还与二极管D1相连接，所述二极管D1还连接在全桥驱动芯片U1的VBB引脚；为接触器KM的线圈4工作电压；

当控制电源断电时，所述二极管D1反向截止，所述反相器U2C输出端输出高电平信号给所述全桥驱动芯片U1，所述全桥驱动芯片U1将电极转换后输出。

该接触器的节能控制方法，如图1所示，控制电源上电，正极电压经二极管D1为全桥驱动芯片U1的VBB引脚提供电源电压,即接触器KM的线圈4工作电压，同时通过缓冲电阻R8向储能电容C1充电；经电阻R1与稳压二极管DW2分压组成稳压值为5V的电压接入U1的模拟电压输入Vref引脚；控制电源正极经电阻R4与电阻R5分压后接到由反相器U2A、反相器U2B、反相器U2C串联组成的三级反相器的反相器U2A的输入端；反相器U2B输出端获得与输入同步的电平信号，U2C的输出端获得与反相器U2A输入端反相的电平信号，并与全桥驱动芯片U1的IN1引脚连接，经电阻R6与全桥驱动芯片U1的IN2引脚连接；根据全桥驱动芯片U1的真值表，见表1，

表1

全桥驱动芯片U1的OUT1引脚输出正极，全桥驱动芯片U1的OUT2引脚输出负极的电源电压，接触器KM的线圈4得电，接触器KM在永磁铁的作用下保持闭合；与控制电源上电的同时，反相器U2B输出端与电阻R2与R3串联分压后连接在三极管V1的基极，向电容C2充电；当充电电压达到三极管V1的导通阀值，本实施例中，阀值的到来取决于C2的充电时间，全桥驱动芯片U1的IN2引脚电平被拉低，根据全桥驱动芯片U1的真值表，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出高阻，接触器KM的线圈4失电，线圈4电流为零,此种状态接触器靠吸合永磁体磁力一直保持吸合状态，接触器KM的线圈4电流为零，此时线圈4是零功耗；此状态线路中的分压电阻、稳压管、芯片的耗能等加起来约有0.2W，一般接触器的维持功率大概在10W-30W左右，相对于0.2W的功耗，可以说接触器KM的线圈4基本上处于微功耗状态；

当控制电源断电时，储能电容C1放电经二极管D10继续为全桥驱动芯片U1提供电源，因二极管D1反向截止，反相器U2C输出端出现高电平，根据真值表可知，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出瞬间发生翻转，OUT1引脚输出负极，OUT2引脚输出正极，接触器KM的线圈4在储能电容C1的作用下得电，线圈产生的磁力方向状态发生翻转，接触器KM的主回路触头1在释放永磁体的作用下保持断开状态，反向器U2C输出端与电阻R10与R11串联分压后连接在三极管V2的基极，同时，向电容C4充电，当充电电压达到三极管V2的导通阀值，本实施例中，阀值的到来取决于C4的充电时间，全桥驱动芯片U1的IN1引脚电平被拉低，根据全桥驱动芯片U1的真值表，全桥驱动芯片U1的OUT1引脚和OUT2引脚输出高阻，接触器KM的线圈4失电，线圈4电流瞬间为零,此电路的作用是使线圈4通电延时释放，之后迅速进入零电流状态，防止低电压下接触器KM的线圈4一直通电；

本实施例中，电路整个工作过程中，设定接触器KM的线圈4得电后延时10mS后失电，控制电源接通与断开两个状态下接触器KM的线圈4得到两个极性相反的电压脉冲信号，从而实现磁保持接触器与非磁保持接触器吸合特性相同，同时具有高效节能的目的；

本实施例中，调整电阻R2、电阻R3的阻值比，可以调节电源电压缓慢下降过程中的释放特性，即释放电压值；调整电阻R4、电阻R5的阻值比，可以调节电源电压缓慢上升过程中的吸合特性，即吸合电压值，稳压二极管DW1防止电源升高或调试时损坏反相器, 二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5可吸收接触器KM的线圈4工作时产生的反向电动势, 电阻R7为限流保护采样电阻；

为简化线路，缩小体积，降低成本，电路中使用全桥驱动芯片的全桥驱动芯片U1见图4、图5所示，本实施例中，当接入控制电源为交直流通用时，如图2所示，在控制电源的输入端设置交直流转换电路；

当接入控制电源为交流高压时，所图3所示，在交直流转换电路的输入端设置变压器。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换,凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。