具体实施方式

以下，使用附图说明将本装置应用于电池式电源供给系统的例子。图1是表示使用本装置的电池式电源供给系统(以下也称为“本系统”)的概略结构的电路图。如图1所示，本系统具有电动机1、逆变器2、本装置3、电池组6、主接触器(以下也称为“主开关”或“电磁开关”)7-1、7-2(将2个合称为7)、预充电继电器(以下也称为“副开关”或“电磁开关”)8、预充电电阻9而构成。

电池组6构成为用将2个电池模块5串联连接的整体得到要求的电压。电池模块5构成为用将4个二次电池的单电池4串联连接的单元得到要求的一半电压。另外，此处举例示出的构成电池组6的电池模块5和单电池4是全部加极性地串联连接的方式，但也可以与用途相应地适当地串联、并联或将它们组合地连接。

如上所述，构成全部加极性地串联连接的方式的电池组6的8个单电池4中，从各自的电源端子引出9根电压测量线12。该9根电压测量线12连接至具有微型计算机(微机)的本装置3，构成为能够监视充放电的状态和其他管理项目。另外，也可以是不限于8个单电池4适当地串联或并联连接的方式。进而，也存在与不同的各种监视目的和管理标准相应的连接方式的电压测量线12连接至本装置3的情况，但省略关于它们的图示和说明。

电动机1是逆变器2的负载。该逆变器2是电池组6的负载。该电池组6与逆变器2之间经由2个主开关(电磁开关)7和副开关(电磁开关)8合计3个电磁开关连接。该3个电磁开关7、8能够由本装置3将导电状态控制为闭路或开路(接通/断开)中的任一者。

主开关7-1被插入电池组6的正极一侧的电路中，具有对于其大部分电流瞬时地进行开关的功能。主开关7-2被插入电池组6的负极一侧的电路中，具有对于其总电流瞬时地进行开关的功能。另一方面，副开关8与主开关7-1同样被插入正极一侧的电路中，具备对于限制为一定程度的较少的电流进行开关的功能。对于该副开关8，以被后述的GPIO(General-purpose input/output通用输入输出)设定的适当的时序进行接通/断开控制。

将副开关8的电流限制为较少的程度，由与副开关8串联连接的预充电电阻9的电阻值规定。串联连接了预充电电阻9的副开关8作为防止涌入电流用继电器，处于与主开关7-1并联连接的关系。本装置3对于构成电池组6的个别的单电池4，监视各自的充放电状态。另外，该本装置3如使用图2在后文所述，对在电池组6与逆变器2之间插入的主开关7和副开关8以适当的时序进行开关控制。

电磁开关控制装置(本装置)3是对电磁开关7的操作线圈16、17流通被PWM控制的占空比(以下也简称为“占空比”)的电流值A、用与该电流值A相应的电磁力使电磁开关7的电触点13开关的控制装置。本装置3构成为具有电流值预测部19、控制范围判断部20和PWM控制部21。

电流值预测部19使用操作线圈16、17各自的端子电压V1、V2(总称为V)推算不远将来的预测电流值Y。控制范围判断部20在推算出的预测电流值Y下，判断是否在操作线圈16、17的电流保持、即能够发挥将触点13维持在吸附状态的电磁力并维持的范围外。

PWM控制部21在控制范围判断部20的判断结果是能够维持的范围外的情况下，进行控制以基于预测电流值Y来变更占空比。本装置3因为构成为这样，所以PWM控制部21预测操作线圈电流A的不远将来值X并将其控制为不低于保持电流阈值W，能够使触点13的接触压力稳定化。

图2是简单地说明图1的本装置中的PWM控制的时序图，示出了(a)主开关7-1、(b)主开关7-2、(c)副开关8各自的开关时序。如图2所示，本装置3在将电池组6连接至逆变器2时，为了防止涌入电流，而在主开关7-1之前先连接副开关8，由此用预充电电阻9限制使涌入电流不超过主开关7的容许电流。另外，本装置3通过使电磁开关电源(接触器电源)10对操作线圈16、17、18通电而使各触点13闭合(接通)，反之停止通电时(断开)，用未图示的弹簧使触点释放。

更具体而言，例如，在混合动力车或蓄电池机动车中，在直流电源与负载之间支持连接和切断(接通/断开)。因此，如图2所示，对于副开关8，以在闭路时在比主开关7-1略早的时机闭路的方式，用GPIO进行时序控制。通过按该时序控制、用缓和负载中具有电容器的大电流的直流电路闭路时的涌入电流的预充电，能够发挥保护主开关7的触点的效果。

接着，使用图3说明本装置3的电路结构。图3是更详细地表示图1的本装置3的电路图。从图3起，省略作为电源的电池组6和作为负载的电动机和逆变器2，认为本装置3的主要部分由控制主开关7和副开关8的微机控制部11主要构成而进行说明。另外，线圈电流用接触器(线圈开关、电磁开关)15具有进行使电磁开关电源(接触器电源)10对全部操作线圈16～18同时通电的控制的主开关的功能，但此处设为常接通状态进行说明。

构成本装置3的主要部分的控制部，具有与微机控制部11连接而进行接通/断开动作的开关元件38～40、以及设定时间常数T1、T2[秒]的电阻R和电容器C的组合构成的RC滤波电路、和回流二极管41、42而构成。另外，关于时间常数T[秒]，在后文中叙述其定义等。

微机控制部11中具电流值预测部19、控制范围判断部20、PMW控制部21～23、以及ADC(A/D变换器)24～30。其中，PMW控制部21分为PWM控制部22、23并使其进行独立的动作。另外，它们不一定要包括在微机控制部11中，也可以是分散的结构。

微机控制部11中有信号输入输出。对ADC24～30输入信号而以模拟信号输入电压值和电流值，并进行A/D变换以适合微型计算机的处理。因此，ADC24、25、27、29形成操作线圈电压测量电路，ADC26、28、30形成操作线圈电流测量电路。另一方面，PMW控制部21～23输出使开关元件38、39接通/断开的High/Low信号。另外，微机控制部11的GPIO输出使开关元件40接通/断开的High/Low信号。开关元件38～40控制对主开关7和副开关8各自的操作线圈16～18的通电。

如上所述，本装置3在由串联连接的多个二次电池4构成的电池组6形成的电池式电源供给系统、从它接受电源供给的负载、在其电流通路中插入的电磁开关16～18的组合中，形成使电路适当地接通/断开用的控制功能。举例示出了该本装置3例如被采用于未图示的混合动力车或蓄电池机动车中的实施方式。对于该电池组6，进而连接了操作线圈电压测量电路(也称为“ADC”)24、25、27和电压测量用滤波电路31、32、33。

ADC24、25、27、29测量操作线圈16、17、18的端子电压V。另外，电压测量用滤波电路31、32、33、34是在操作线圈16、17、18与ADC24、25、27、29之间设置的低通滤波器，除去对于电压测量有害的尖峰噪声等高频成分。通过这些结构，暂态性地变化的预测电流值Y能够使用操作线圈16、17的端子电压V、操作线圈16、17的阻抗Z、电压测量用滤波用电路31、32、33的时间常数T1来计算。

另外，本装置3还具有操作线圈电流测量电路(ADC)26、28、30和电流测量用滤波电路35、36、37。操作线圈电流测量电路26、28、30测量对操作线圈16、17通电的电流。电流测量用滤波电路35、36、37是在操作线圈16、17、18与操作线圈电流测量电路26、28、30之间设置的低通滤波器，除去对于电流测量有害的尖峰噪声等高频成分。

阻抗Z能够使用端子电压V、电压测量用滤波电路31、32、33的时间常数T1、电流值A和电流测量用滤波电路35、36的时间常数T2来计算。该阻抗Z根据因为设为闭路状态而将PWM控制中的占空比设为100％的接通期间中的操作线圈16、17的端子电压V和电流值A来计算。另外，阻抗Z＝端子电压V/电流值A。另外，操作线圈16、17的端子电压V1、V2和电流值A1、A2分别合并简称为端子电压V和电流值A。

微机控制部11根据来自GPIO的High或Low的任一者的输出信号使开关元件40接通/断开，由此切换副开关8的接通/断开状态。同样地，微机控制部11根据从PWM控制部21～23输出的脉冲控制信号使开关元件38、39接通/断开，由此切换主开关7-1、7-2的接通/断开状态。例如，开关元件38～40由NPN型晶体管等构成的情况下，在微机控制部11的输出信号是High的期间中，对各操作线圈16～18流通电流。

反之，使微机控制部11的输出信号从High切换为Low，为了使主开关7、8可靠地成为断开状态，需要使其操作线圈16、18的感应成分引起的反方向的励磁电流迅速消失。对于该励磁电流，通过作为经过回流二极管41、42的回流电流使其逃逸，能够使要对操作线圈16～18持续流过的励磁电流迅速地消失。

接着，使用图4和图5说明对于主开关7接通期间中、即对各操作线圈16-17通电中的电流A的占空比控制。另外，对于预充电继电器(副开关)8的操作线圈18不需要进行占空比控制。

图4是说明图1和图3的本装置中基于PWM控制的操作线圈的电压和电流的变化的时序图，分别示出了(a)供给电压Vcc、(b)操作线圈的端子电压V、(c)操作线圈的电流值A、(d)PWM控制的占空比。

图4的(a)的供给电压Vcc和图4的(b)的操作线圈的端子电压V如各图的左半部所示，总是保持一定是理想的。但是，如电池式电源供给系统(本系统)一般，使用电池的电源供给结构中，如果负载与供给能力相比更大，则即使存在定电压保障方案，也需要设想一定程度的电压变动(特别是下降)。

如图4的(a)中横向中央附近所示，供给电压Vcc下降时，如图4的(b)中横向中央附近所示，基于ADC24、25、27得到的测量值V的变化方向来预测不远将来值。另一方面，图4的(d)中，如从左向右的时间经过顺序所示，对于PWM控制的占空比，微机控制部11通过内部的运算处理适当地进行0～100％的控制。

对于图4的(c)所示的操作线圈的电流值A，以追随PWM控制的占空比的方式进行0～100％的控制。但是，存在时间延迟，但如后所述，对于占空比，微机控制部11在监视图4的(b)和图4的(c)所示的端子电压V和操作线圈16、17的电流值A1、A2(合称为A)的变化的同时，通过内部的运算处理恰当地进行0～100％的控制。

更具体而言，分为图4的从左向右的经过顺序的各个期间，执行以下3种即＜1＞～＜3＞的动作模式。

＜1＞牵引(pull-in)模式，即在使触点13刚吸附后的牵引期间中，为了可靠地维持其吸附状态而设为占空比100％输出的模式(参考图5的(a))。

＜2＞保持电流维持模式，即在维持触点13的吸附状态的通常动作期间中，通过PWM控制降低操作线圈16、17的电流值A，但用不低于必要最低限度的保持电流W维持的模式(参考图5的(b))。

＜3＞RL更新期间模式，即在对电磁开关7中的操作线圈16、17的阻抗Z漂移的量进行修正用的RL更新期间中，将PWM控制占空比与牵引期间同样地设为100％的模式(参考图5的(c))。

上述模式＜1＞中，使主开关7从断开变为接通时，首先将占空比设为100％，由此使电流值A急剧地上升至100％。结果，使因未图示的弹簧的弹力而开放的主开关7的触点13吸附(牵引)而从断开变为接通。另外，上述模式＜2＞中，为了维持接通，能够使占空比和电流值A两者从100％缓和至闭路保持电流下限值(保持下限值)W附近。

然而，在该模式＜2＞中，在维持主开关7接通时，供给电压Vcc和端子电压V因为某种原因而下降的情况下，上述维持接通所需的电流值A降至低于保持下限值W，由此预测主开关7会意外地断开。为了避免这样预测的故障，而在上述模式＜2＞中，进行PWM控制使电流值较大地超过保持下限值W。

在对抗这样的预测下降的PWM控制之后，在上述模式＜3＞中，设置更新电磁开关7中的操作线圈16、17的电阻值R和电感L值(简称为“RL”)的期间，限于该期间中再次将占空比设为100％，电流值A也上升至100％。关于该RL更新期间，使用图5在后文中叙述。

另外，图4的(d)的从左向右的时间经过顺序所示的占空比0～100％的控制，由在图3所示的微机控制部11的内部形成的PMW控制部21、22、23进行运算处理而进行。结果，从PMW控制部21～23输出要求的占空比且适当地设定了时序的High/Low构成的接通/断开的PWM输出信号。

图5是说明图1和图3的本装置中控制操作线圈时的处理流程的流程图，图5的(a)表示牵引处理，图5的(b)表示电压/电流测量和占空比更新处理，图5的(c)表示RL获取处理。

如图5的(a)所示，牵引处理中，包括将PWM输出信号设为占空比100％的处理S1、测量电压/电流的处理S2、判断过渡响应是否已结束的处理S3、线圈RL计算处理S4、和判断是否已经过牵引时间的处理S5。

刚使主开关7接通后，为了确保使主开关7可靠地闭路用的牵引电流，控制部11立即设定将PWM输出信号设为占空比100％输出(S1)的牵引期间。

接着，为了不低于主开关7的闭路保持电流W，而测量操作线圈16、17的平均电流A(S2)，同时判断过渡响应是否已结束(S3)。如果S3中是否，则保持继续电压/电流测量处理S2。如果S3为是则进行线圈RL计算处理S4。接着，如果在S5中判断是否已经过牵引时间的结果是否，则保持继续线圈RL计算处理S4。如果S5为是则结束牵引处理。

如图5的(b)所示，电压/电流测量和占空比更新处理中，包括电压/电流测量处理S6、电源(端子)电压不远将来值计算处理S7、线圈电流不远将来值计算处理S8、控制范围判断处理S9、PMW控制占空比重新计算处理S10和PMW控制输出占空比变更处理S11。

在电压/电流测量处理S6中，测量操作线圈16、17的端子电压V和电流值A。在电源电压不远将来值计算(电压预测)处理S7中，基于端子电压V不久前变化的状况，来计算不远将来电压值X。

在线圈电流不远将来值计算(电流预测)处理S8中，基于不远将来电压值X，推算操作线圈16、17中流动的不远将来的预测电流值Y。在控制范围判断处理S9中，判断推算出的预测电流值Y是否低于阈值W。

在S9中，预测电流值Y低于阈值W的情况下(S9中是)，判断为在能够进行操作线圈16、17的电流保持的范围外。即，判断为低于为了稳定维持触点13的吸附状态的必要最低限度的线圈电流值W。如果S9中是否，则返回至S6。

如果S9中为是，则前进至PMW控制占空比重新计算处理S10。在S10中，基于预测电流值Y，重新计算求出最优的占空比。接着，前进至PMW控制占空比变更处理S11，以S10中求出的最优占空比输出。

如图5的(C)所示，RL获取处理中，包括PWM控制占空比100％输出处理S12、电压/电流测量处理S13、过渡响应是否结束的判断处理S14和线圈RL计算处理S15。图5的(C)的S12～S15与图5的(A)的S1～S4等同，所以省略说明。

另外，图5的(C)中，线圈RL计算处理S15结束时结束一系列处理。与此相对，图5的(A)中，因为已经过电磁开关7转移至闭路状态用的牵引时间而状态转移。即，电磁开关7从开路转移至闭路状态之后结束处理。

电磁开关7的供给电压Vcc变动的情况下，在基于现有技术的一般的PWM控制中，不能避免响应延迟(也称为“一阶滞后”)，可能发生不能对抗变动的故障。该一阶滞后的原因，是由对于直流的电源电压E的、电阻R、电容器C、或线圈L作用的时间常数(以下也称为“RC时间常数”、“RL时间常数”或简称为“时间常数”)T规定的过渡现象导致的。

关于这样的过渡现象，省略图示地简单地进行理论说明。另外，理论说明中，代替直流的供给电压Vcc地简化为电源电压E。另外，电源电压E、电阻R、电容器C、线圈L、对它们通电且逐渐变化的电流I和各自的端子电压等，能够使用周知的微分方程和自然函数进行数值计算。但是，此处使说明简化，示出即使用以下的时间常数T的简单的定义、也可以一定程度上理解。

由时间常数T规定的过渡现象，指的是从某一稳态转移至下一稳态的过程中发生的现象。更具体而言，经过电阻R对于具有电容器C或线圈L的串联电路连接直流电源E，接通或断开开关时，电路的各部电压和电流I逐渐地变化并稳定在下一状态。

此处，作为一例，相对于直流电源E从断开向接通的变化引起的电压的最大变化幅度E，转移至下一稳态的稳态电流值Is＝E/R。将这样的稳定后的电流值Is设为稳态值Is。另外，时间常数T是表达直到稳定的变化的速度的指标。该时间常数T越小则变化越急剧，时间常数T越大则变化越缓慢。

另外，本装置3中，阻抗Z是从操作线圈16、17的端子电压V、和操作线圈16、17中流过的电流值A得到的暂态性的变量，但能够视为从不久前直到当前的规定期间中近似得到的常数。即，在考虑时间常数T的基础上，视为按阻抗Z≈R＝E/I近似得到的常数。

进而，该时间常数T在从断开向接通的方向上定义为达到稳态值Is的约0.63倍的时间。反之，在从接通向断开的方向上将时间常数T定义为达到稳态值I的0.37倍的时间。

另外，RC串联电路的时间常数T＝C·R[秒]，RL串联电路的时间常数T＝L/R[秒]。另外，对于电源电压E、电阻R、电容器C、线圈L，不仅能够用计测器或与微机控制部11的组合实时地进行数值计测，也可以认为是已知的常数。但是，这些常数具有温度特性，所以例如在混合动力车或蓄电池机动车等中实施的情况下，考虑温度特性地进行设计。

上述RL值的计算方法在微机控制部11的内部预先作为映射(表)事前记录的结构中，也可以计算控制占空比。

上述＜2＞中，使电磁开关7的触点13连接之后，为了减少耗电，而以对操作线圈16、17流过一定的电流值A的方式进行占空比控制。上述＜2＞中，发生了急剧的端子电压V的变动的情况下，因为操作线圈16、17具有时间常数T，所以线圈电流A的电流波形相对于端子电压V的波形发生延迟。

基于这样延迟的电流A进行基于PMW控制的占空比调整的情况下，需要预测控制中发生延迟，所以在现有技术中，相对于阈值W不必要地附加裕度地控制为较高的电流水平。结果，具有使电磁开关7接通用的电力消耗增加的缺点。本发明消除该缺点。

根据本装置3和本方法，根据使触点13从断开转移至接通时的过渡响应波形，计算操作线圈16、17的电阻值R和电感值L(RL值)。计算用的理论，是上述“时间常数T在从断开向接通的方向上定义为达到稳态值Is的约0.63倍的时间”，利用了“RL串联电路的时间常数T＝L/R[秒]”。

基于上述过渡现象的理论，根据使触点13从断开转移至接通的过渡响应波形，能够计算操作线圈16、17的电阻值R和电感值L(RL值)。基于该计算出的RL值，根据端子电压V的电压波形预测电流变动，由此在发生了急剧的端子电压V的变动的情况下，也能够无延迟地对占空比控制进行反馈。

结果，能够使相对于阈值W的裕度与现有相比减小，所以能够减少使电磁开关7接通用的耗电。另外，因为该RL值因温度而变化，所以例如将电磁开关7采用于混合动力车或蓄电池机动车的情况下，在该车辆行驶中，考虑温度变化地定期地计算RL值，由此能够进行更精密的控制。

[变形例]

接着，对于更对应现实的变形例进行简单说明。该变形例中，关于以下所示的基本动作，也与上述本装置3和本方法相同。即，操作线圈16～18的端子电压V是经由电压测量用滤波电路31～34、用微机控制部11的操作线圈电压测量电路(ADC)24、25、27、29计测的。

微机控制部11根据获取的端子电压V计算操作线圈16、17的端子电压V的不远将来值X。基于该不远将来电压值X和阻抗Z，预测与当前的占空比值相应的电流A的不远将来值Y。预测出的不远将来值Y在规定的控制电流范围外的情况下，用PWM控制部21～23重新计算占空比，切换开关元件38、39的接通/断开时间比、即占空比。直到该处理，变形例都与上述本装置3和本方法相同。

与此相对，变形例的特征如下所述。首先，操作线圈16、17中流动的电流值A降低的情况下，执行判断操作线圈16、17的回流电流通路、例如回流二极管41、42的断线异常是否是原因的处理，和判断端子电压V的降低是否是原因的处理。

如果这些判断处理的结果是判断为电流值A降低的原因是回流电流通路的断线异常、或者端子电压V的降低，则执行为了使操作线圈电流A提升至保持电流以上而增加控制占空比的处理。这样的以增加控制占空比的方式进行处理之后，进行判断是否能够进行操作线圈16、17的电流保持的处理。

判断的结果是预想不能进行操作线圈16、17的电流保持时，微机控制部11为了应对电磁开关7的供给电压Vcc显著降低的状况，而将占空比值切换为100％。在判断为即使设为占空比100％也不能维持电磁开关7的闭路保持电流下限值W的情况下，对于电磁开关17、18都停止使其接通的信号的输出。即低于或者预想会低于阈值W的情况下，为了预防电磁开关7的触点13因接触力降低而熔接的重大故障，而诊断为供给电压降低异常，停止接通信号的输出。

此时，微机控制部11控制立即停止PMW控制且使电磁开关7、8从接通切换至断开。该变形例被采用于混合动力车或蓄电池机动车的情况下，在该车辆中，使动力运行或再生的动作停止，由此能够阻止电磁开关7、8的损伤。另外，也存在从保护对象中排除电磁开关8的情况。

另外，此时，应当探明供给驱动用的主电源Vcc的电池过放电等真正的原因。如果蓄电池机动车中电池过放电是原因，则不是故障，只是以汽油动力车等而言的单纯的燃料耗尽。该情况下，实现优先预防电磁开关7因接触力降低而熔接的重大故障的控制。因为这样的效果，本发明适合目的是对于以电池组为电源的电源供给系统中的蓄电池的充放电状态的监视的用途。

接着，按照要求的权利范围来说明本发明的要点。

[1]电磁开关控制装置(本装置)3是对操作线圈16、17流通被PWM控制的占空比的电流值A、用与该电流值A相应的电磁力使电磁开关7的触点13开关的控制装置。本装置3包括电流值预测部19、控制范围判断部20和PWM控制部21～23。

电流值预测部19使用操作线圈16、17的端子电压V来推算不远将来的预测电流值Y。控制范围判断部20判断推算出的预测电流值Y是否在操作线圈16、17的电流保持、即能够发挥使触点13维持在吸附状态的电磁力并维持的范围外。

PWM控制部21在控制范围判断部20的基于预测电流值Y的判断结果是能够维持的范围外的情况下，进行控制以基于预测电流值Y来变更占空比。本装置3这样地构成，所以PWM控制部21预测操作线圈电流A的不远将来值Y而将其控制为不低于保持电流阈值W，能够使触点13的接触压力稳定化。

[2]本装置3中，预测电流值Y优选使用操作线圈16、17的阻抗Z来进行推算。即，微机控制部11根据所获取的端子电压V计算操作线圈16、17的端子电压V的不远将来值X。基于该不远将来电压值X和阻抗Z，预测与当前的占空比值相应的电流A的不远将来值Y。

[3]本装置3中，阻抗Z能够视为对于用操作线圈16、17的端子电压V和操作线圈16、17中流动的电流值A得到的暂态性的变量、在从不久前直到现在的规定期间中近似的常数。更详细而言，在考虑时间常数T的基础上，可以视为按阻抗Z≈R＝E/I近似的常数。

该时间常数T在从断开向接通的方向上定义为达到稳态值Is的约0.63倍的时间。反之，在从接通向断开的方向上将时间常数T定义为达到稳态值I的0.37倍的时间。即使是基于这样的过渡现象的理论、作为暂态性的变量计算出的阻抗Z，只要分隔为从不久前直到当前的规定期间，就能够近似为常数。从而，预测电流值Y能够使用操作线圈16、17的阻抗Z进行推算。

[4]对阻抗Z近似的常数优选为了从当前推算不远将来的预测电流值Y而按每规定期间更新。对于形成该阻抗Z的线圈L、电阻R或电容器C，不仅能够用计测器或与微机控制部11的组合实时地进行数值计测，也可以认为是已知的常数。但是，这些常数具有温度特性，所以例如在混合动力车或蓄电池机动车等中实施的情况下，考虑温度特性地进行设计。即，根据并非一定的阻抗Z近似的常数，优选按每规定期间更新。

[5]本装置3优选在由串联或并联连接的多个二次电池4构成的电池组6形成的电池式电源供给系统、从它接受电源供给的负载、在其电流通路中插入的电磁开关16～18的组合中，形成使电路适当地接通/断开用的控制功能。对于该电池组6，还连接了与ADC24、25、27和电压测量用滤波电路31、32、33类似的电压计测功能。

ADC24、25、27测量操作线圈16、17的端子电压V。另外，电压测量用滤波电路31、32、33设置在操作线圈16、17与操作线圈电压测量电路(ADC)24、25、27之间。预测电流值Y优选使用操作线圈16、17的端子电压V、操作线圈16、17的阻抗Z、和电压测量用滤波用电路31、32、33的时间常数T1计算。

[6]电池组6优选还与操作线圈电流测量电路(ADC)26、28和电流测量用滤波电路35、36连接。操作线圈电流测量电路26、28测量操作线圈16、17中流通的电流。电流测量用滤波电路35、36设置在操作线圈16、17与操作线圈电流测量电路26、28之间。

另外，阻抗Z优选使用端子电压V、电压测量用滤波电路31、32、33的时间常数T1、电流值A和电流测量用滤波电路21～23的时间常数T2来计算。

[7]阻抗Z优选从为了使电触点13成为闭路状态而将PWM控制中的占空比设为100％的接通期间中的操作线圈16、17的端子电压V和电流值A来计算。关于这一点，在上述＜3＞RL更新期间模式中，对电磁开关7中的操作线圈16、17的阻抗Z漂移的量进行修正用的RL更新期间，与对于将PWM控制占空比与牵引期间同样地设为100％的模式(参考图5的(c))说明的相同。

[8]电磁开关控制方法(本方法)，是PWM控制部21～23对电磁开关7的操作线圈16、17中流动的电流值A进行PWM控制、用与被PWM控制的占空比的通电相应的电磁力使电触点13开关的控制方法。该方法包括电压/电流测量处理S6、电流预测处理S8和PWM控制处理S9～S11。在电压/电流测量处理S6中，测量操作线圈16、17的端子电压V和电流值A。

在电流预测处理S8中，推算操作线圈16、17中流动的不远将来的预测电流值Y。在PWM控制处理S9～S11中，在判断为推算出的预测电流值Y在能够进行操作线圈16、17的电流保持的范围外的情况下，控制基于预测电流值Y变更占空比。

本方法为了用这样的流程控制电磁开关7的操作线圈16、17中流动的电流值A，而用电流预测处理S8由PWM控制部21预测操作线圈电流A的不远将来值Y，用PWM控制处理S9～S11控制使推算出的预测电流值Y不低于保持电流阈值W，所以能够使触点13的接触压力稳定化。另外，能够使操作线圈电流A减少至必要最小限度，控制变得精密，相应地实现控制周期的低速化。

另外，本发明并不限定于以电池组为电源的电源供给系统中的电池监视的用途。除此以外，只要是对电源与负载的连接进行开关控制的用途，就能够应用本发明。

附图标记说明

1 电动机

2 逆变器

3 电磁开关控制装置(本装置)

4 单电池

5 电池模块

6 电池组

7 主接触器(主开关、电磁开关)

8 预充电继电器(副开关)

9 预充电电阻

10 电磁开关电源(接触器电源)

11 微机控制部

12 电压测量线

13 触点

14 开关元件

15 线圈电流用接触器(线圈开关、电磁开关)

16、17、18 操作线圈

19 电流值预测部

20 控制范围判断部

21 PMW控制

24、25、27、29 操作线圈电压测量电路(ADC)

26、28、30 操作线圈电流测量电路

31、32、33、34 电压测量用滤波电路(ADC)

35、36、37 电流测量用滤波电路

41、42 回流二极管

A 端子电压值

T1 (电流测量用滤波电路31、32、33的)时间常数

T2 (电流测量用滤波电路35、36的)时间常数

W 保持电流(下限值)阈值

X 不远将来预测电压值

Y 不远将来预测电流值

Z 阻抗。