具体实施方式

以下结合附图1-2对本申请作进一步详细说明。

参考图1，相关技术中的PFC电路：芯片中具有低频极点的误差放大器向参考乘法器提供一个误差参考信号，参考乘法器的另一个输入信号是经整流的输入电压的比例信号，参考乘法器的输出是误差参考信号和输入电压的比例信号的乘积，即是经增益系数变换后的全桥整流后的正弦信号，且同时用作输入电压的参考，该正弦信号的幅值经调整后可保持稳定的平均功率，使输出电压保持稳定。

其中，随着输入电压的改变，输入电压的比例信号也在不断的变化，低频极点的误差放大器向参考乘法器提供的误差参考信号也在相应的变化，这时升压电感的工作模式也会做出相应的变化。在90V-264V的工作范围内，升压电感分别工作在DCM模式(不连续模式)，TM模式(临界模式)和CCM模式(连续模式)，在这三种工作模式，PFC电路的转换效率会呈现出不同的效果，CCM模式的效率最高，TM模式次之，DCM模式最差。

其中，式中：K为占空比，V_in为输入电压，V_out为输出电压。

输入电压为90V时，而输出电压为400V，此时，占空比较小，但需要较大感量的升压电感来存储能量，才能将电压升至400V，如果升压电感的感量太大，升压电感容易出现饱和的现象。在90V-264V的范围，随着输入电压的升高，所需升压电感的感量减小。如果电感量出现减小，在90V输入时，升压电感会进入CCM模式，而当输入电压升高时，升压电感已经从CCM模式退出而进入DCM模式。若输入电压为264V，输出电压为400V时，此时，升压电感所需的感量较小，但占空比较大。故，将输出电压直接升到400V，PFC电路的升压电感主要工作在DCM模式和TM模式，CCM模式工作的区域很小，影响PFC电路的转换效率。

本申请实施例公开一种跟随式PFC电路。参照图2，跟随式PFC电路包括第一采样电路1、第二采样电路2、调节电路3和升压模块4，其中，第一采样电路1与升压模块4的输入端及误差放大器的反相输入脚连接，用于采集升压模块4的输入电压并输出采样电压。第二采样电路2与升压模块4的输出端及参考乘法器的输入脚连接，用于采集升压模块4的输出电压并输出反馈电压。调节电路3分别与第一采样电路1、第二采样电路2以及误差放大器的反相输入脚连接，用于根据采样电压调节反馈电压。升压模块4用于接收反馈电压，并根据反馈电压调节输出电压，其中，随着输入电压的增加，输出电压跟随输入电压按一定的比例同步增加。

在本实施例中，误差放大器的反相输入脚为升压模块4的芯片U4的INV脚，参考乘法器的输入脚为升压模块4的芯片U4的MUL脚。第一采样电路1包括依次串联在升压模块4的输入端与地之间的第五电阻R5、第七电阻R7、第十五电阻R15和第十六电阻R16，芯片U4的MUL脚与第十五电阻R15、第十六电阻R16连接。第二采样电路2包括依次串联在升压模块4的输出端与地之间的第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19和第二十电阻R20，芯片U4的INV脚与第十九电阻R19、第二十电阻R20连接。

在本实施例中，调节电路3包括线性调整模块和分压电阻R11，线性调整模块具有第一端、第二端和第三端，线性调整模块的第一端和第一采样电路1连接，线性调整模块的第二端和第二采样电路2以及芯片U4的INV脚连接，线性调整模块的第三端和分压电阻R11的一端连接，分压电阻R11的另一端接地。

在本实施例中，线性调整模块采用三极管Q2，三极管Q2为NPN型三极管，三极管Q2的基极为线性调整模块的第一端，三极管Q2的集电极为线性调整模块的第二端，三极管Q2的发射极为线性调整模块的第三端。

调节电路3还包括隔离二极管D2、去耦电容C9、限流偏置电阻R10和滤波电容C11，隔离二极管D2的阳极与第十五电阻R15、第十六电阻R16连接，隔离二极管D2的阴极和限流偏置电阻R10的一端连接，限流偏置电阻R10的另一端和三极管Q2的基极连接。去耦电容C9的一次侧和隔离二极管D2的阴极、限流偏置电阻R10连接，去耦电容C9的二次侧接地。

PFC电路的输入电压通过第五电阻R5、第七电阻R7、第十五电阻R15和第十六电阻R16分压取样输送给芯片U4的MUL脚，为了不影响芯片U4的MUL脚的采样信号，用隔离二极管D2对采样信号进行隔离，并通过去耦电容C9去耦，然后经限流偏置电阻R10偏置送给三极管Q2的基极。

PFC电路的输出电压经第十七电阻R17、第十八电阻R18、第十九电阻R19和第二十电阻R20分压采样，以得到反馈电压，并反馈电压输送到芯片U4的INV脚，该INV脚是输出电压的反馈脚，通过改变这一引脚的反馈电压可以改变PFC电路的输出电压。

其中，三极管Q2的工作状态为线性区(放大区)，将分压电阻R11连接在三极管Q2的发射极和地之间，同时在基极和发射极之间连接滤波电容C11，可有效避免开机的瞬间电压的增加而使三极管Q2误导通的情况，INV脚的2.5V的参考电压给三极管Q2的集电极提供正向偏置电压，则：

V_R16＝0.6+I_b·R_1o+0.6+V_R11；

I_C＝β·I_b；

式中，I_b为三极管Q2基极的电流；β为三极管Q2的放大系数；V_R11为分压电阻R11两端的电压；V_R16为第十六电阻R16两端的电压；

由上述的三个公式可以得出：

另外，三极管Q2和分压电阻R11串联后再与第二十电阻R20并联，则有：V_R11＝V_R20-V_CE，其中，V_CE为三极管Q2集电极和发射极之间的电压，V_R20为第二十电阻R20两端的电压；

可以得到：即，V_R16与V_CE的变化可引起V_R20的变化，且变化关系为一次正比例函数关系。V_R16为输入电压的采集电压，而V_R20为输出电压的反馈电压，故，随着输入电压的增加，输出电压跟随输入电压按一定的比例同步增加。

本申请实施例一种跟随式PFC电路的实施原理为：在90V-264V的工作范围内，三极管Q2导通，且三极管Q2工作在线性区，则有：而V_R16为输入电压的采集电压，而V_R20为输出电压的反馈电压，故，随着输入电压的增加，输出电压跟随输入电压按该一次正比例函数的比例同步增加，实现输出电压跟随式升高，直到输入电压到264V而输出电压到400V时而停止增加。

其中，输出电压跟随式升高，输出电压增加的幅度稳定，输入电压的比例信号几乎不变，低频极点的误差放大器向参考乘法器提供的误差参考信号也几乎不变，升压电感主要工作在CCM模式和TM模式，提高了PFC电路整个输入电压范围内的转换效率。

输出电压跟随式升高，兼顾了升压电感的感量与功率开关管的占空比，可降低升压电感磁芯和线圈的温度，降低感应电流，以及可减小功率开关管的损耗。

本申请实施例还公开了一种开关电源，包括上述的跟随式PFC电路。

以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，故：凡依本申请的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本申请的保护范围之内。