具体实施方式

图1示出了具有单个谐振电容器C的半桥LLC转换器。该转换器包括初级侧和次级侧。初级侧是转换器位于端子PFC V+、PFC V-和变压器T之间的一侧。次级侧是转换器位于变压器T和输出端子+、-之间的一侧。PFC级(未示出)在端子PFC V+、PFC V-处向转换器提供直流输入。

初级电路包括初级开关Q₁、Q₂、谐振电感器Lr、谐振电容器C和电感器L_m。初级开关Q₁、Q₂定义了开关级，并被串联连接在端子PFC V+、PFC V-之间。谐振电感器L_r、谐振电容器C和电感器L_m定义了谐振级。谐振电感器L_r和谐振电容器C彼此串联连接，并连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q₁、Q₂之间的节点之间。电感器L_m并联连接在变压器T的初级绕组上。次级电路包括同步整流器SR₁、SR₂、输出电容器C_o和输出端子+、-。变压器T包括两个次级绕组。同步整流器SR₁、SR₂定义了整流级，并连接到变压器T的次级绕组。输出电容器C_o连接到两个次级绕组和输出端子+之间的节点。控制器100可以被用于同步和控制开关Q₁、Q₂和同步整流器SR₁、SR₂的相应的栅极g₁、g₂、g_r1和g_r2的开关。上述组件是包括图2和图3中所示的LLC转换器在内的LLC转换器的典型组件。

图2示出了具有分离式谐振电容器C₁、C₂的半桥LLC转换器。图2所示的转换器与图1所示的转换器类似，除了谐振电容器C被分为谐振电容器C₁、C₂。谐振电容器彼此串联连接，并与端子PFC V+、PFC V_并联连接。电容器C₁、C₂之间的节点连接到变压器T的初级绕组。如在图1的LLC电路中那样，控制器200可以被用于同步和控制开关Q₁、Q₂和同步整流器SR₁、SR₂的相应的栅极g₁、g₂、g_r1和g_r2的开关。

图3示出了全桥LLC转换器。图3中所示的转换器与图1和图2中所示的转换器类似，但包括全桥而不是半桥。初级电路包括初级开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，谐振电感器Lr₁、Lr₂，谐振电容器C₁、C₂和电感器L_m。初级开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄定义开关级，以全桥连接并且连接到端子PFC V+、PFC V-。谐振电感器L_r1和谐振电容器C₁彼此串联连接，并连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q₂、Q₄之间的节点之间。谐振电感器L_r2和谐振电容器C₂彼此串联连接，并连接在变压器T的初级绕组与初级开关Q₁、Q₃之间的节点之间。电感器L_m并联连接在变压器T的初级绕组的两端之间。控制器300可以被用于同步和控制开关Q₁、Q₂和同步整流器SR₁、SR₂的相应的栅极g₁、g₂、g₃、g₄、g_r1和g_r2的开关。

图1至图3中的初级开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和同步整流器SR₁、SR₂可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但也可以使用其他合适的晶体管。初级开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和同步整流器SR₁、SR₂可以由控制器100、200、300打开和关闭。控制器100、200、300可以基于输出电压打开和关闭初级开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和同步整流器SR₁、SR₂。控制器100、200、300可以使用一个或多个数字微控制器来实现，该数字微控制器可以被编程和/或被配置为实现下面讨论的瞬态控制方法。控制器100、200、300可以是任何类型的数字处理器(无论其架构如何)，包括但不限于数字信号处理器(DSP)、可编程智能计算机(PIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、AVR微控制器等。瞬态控制方法可以在任意速度下以自定义采样率被执行，具体取决于转换器的开关频率。控制器100、200、300的增益和参考可以以任何方式进行调整，以适应设计并提供稳定的控制环路。控制器100、200、300可以放置在初级侧或次级侧。可以通过使用隔离器跨越隔离边界发送信号来维持初级侧和次级侧之间的隔离，该隔离器包括例如数字隔离器或诸如光耦合器的光隔离器。

图4的软启动方案可以提供类似于指数上升并平滑接近设定点的输出电压V_out曲线。为了确保这种软启动方案补偿谐振回路的显著非线性，软-软方案使用电流控制环路形式的控制校正来帮助维持ZVS的最小谐振电流水平，其工作原理是在需要时增加参考电压v_ref。

图4中所示的软启动方案使用电流控制来修改输出电压V_out曲线的谐振电流低于正常ZVS操作所需的电流的区域中的参考电压V_ref。软启动方案可以被用于任何类型的LLC谐振转换器，例如具有单个谐振电容器、分离式电容器的半桥转换器、以及全桥转换器，例如分别如图1至图3所示。

图4所示的软启动方案可以在数字微处理器400中实现，包括虚线框内的功能。图4中微控制器400内的功能块应该被理解为数字表示，而不是微控制器400内的实际物理结构。代替微控制器400或作为微控制器400的补充，可以使用分立元件来实现软启动方案。为了解决在软启动期间谐振电流不足以维持ZVS操作的问题，在电压控制环路中添加了电流控制环路。电流控制环路与电压控制环路并行工作，并可以增大参考电压v_{ref_v}。电压控制环路和电流控制环路都可以实现为比例/积分控制器或任何其他合适的控制器。

电流传感器1测量转换器9的谐振电流。电流传感器1可以是输出表示谐振电流i_r的平均值的信号i_{r_avg}的模拟电流传感器。信号i_r__avg由微控制器400进行采样，然后在求和块2中从电流参考i_ref中被减去。电流参考i_ref是电流环路的电流参考，并且是固定的数字。电流参考i_ref是在转换器9软启动期间在轻负载条件下维持ZVS操作所需的谐振电流的最小平均值。求和块2提供馈送到电流控制器3的电流误差信号e_i。电流控制器3输出参考电压v_{ref_i}，其表示电流控制环路的输出。限制器4的低饱和点为零，而其高饱和点为参考电压v_{ref_v}的最大值的三分之一。将电流控制器2的输出限制为仅正数的目的是防止电流控制器3降低参考电压v_{ref_v}并随后降低谐振电流。

参考电压v_{ref_v}可以是微控制器内部以数字方式产生的电压参考，并定义转换器9的软启动操作的输出电压波形。求和块5将参考电压v_{ref_i}与参考电压v_{ref_v}相加以产生参考电压v_ref。两个参考电压v_{ref_i}和v_{ref_v}始终为正。因此，参考电压v_ref只能为正。

电压传感器10感测转换器9的输出电压V_out。电压传感器10可以是模拟电压传感器。电压传感器10的输出由微控制器400讲行采样和数字化以确定信号v_out的数字值。求和块6从参考电压v_ref中减去信号v_out以提供误差信号e_v。误差信号e_v被输入到电压控制器7，该电压控制器7可以是数字电压控制器。电压控制器7向PWM8输出控制信号u以形成用于转换器9的开关晶体管的栅极脉冲。

如图4所示，电流环路不控制负载电流。电流控制环路仅在检测到极低的谐振电流水平时才启用。在轻负载软启动操作期间以及当电流控制器被启用时，由电流控制环路产生的额外谐振回路能量导致更小的输出电压上升时间，并最终导致转换器9更快地达到设定点。然而，在重负载软启动操作期间，谐振电流远高于电流参考i_ref阈值。因为限制器4不允许负输出值，所以电流控制器3的输出保持为零，因此软启动操作不受电流控制环路的影响。

在软启动操作已经结束并且输出电压V_out达到其标称电压之后，电流控制器3断开连接并且不影响电压控制环路。因此，这种软启动方案不会产生干扰或导致任何突然的输出电压或谐振电流变化。此外，微控制器400上的计算负载仅在软启动期间略微增大。

图5和图6示出了轻负载和重负载软启动期间的各种波形。例如，轻负载可以是最大负载的10％，重负载可以是最大负载的60％。

在图5中，在时间T1，转换器开始软启动操作。开关的初始开关频率比谐振频率高3.5倍，以确保流入谐振回路的浪涌电流在合理水平内。在时间T2，足够的有功功率传输到转换器的次级侧以使输出电压V_out从零缓慢上升。从时间T2到时间T3，电压控制器7降低开关频率，这使谐振回路以增大的增益工作，这导致输出电压V_out进一步上升。从时间T1到时间T5，谐振电流i_r从时间T1时的较大的初始值下降到时间T5时当软启动完成时满足负载要求的值。由于该谐振电流减小，在时间T3时，谐振电流i_{r_avg}的平均值达到极低的水平。因为此时转换器仍以比谐振频率高2.2倍的开关频率操作，所以如果谐振电流进一步降低，转换器将失去初级开关的ZVS操作。为了防止失去ZVS操作，电流控制环路增大了参考电压v_{ref_i}，该参考电压v_{ref_i}与参考电压v_{ref_v}相加，如图4所示。电压控制环路通过以更快的速率降低开关频率来响应增大的参考电压v_ref。该开关频率的降低增大了谐振电流。输出电压V_out斜率的轻微变化也很明显。较高的谐振电流值和较低的开关频率都有助于维持ZVS操作。在时间T4，开关频率仅比谐振频率高1.5倍，这对于ZVS操作来说是安全的，而不管谐振电流i_r的值如何。因此，在时间T4，电流控制器断开连接，并且参考电压v_{ref_i}降至零。从时间T4到时间T5，输出电压V_out慢慢接近设定点。在时间T5，输出电压V_out等于参考电压v_{ref_v}；软启动操作完成；并且转换器进入稳态操作。

在具有重负载软启动的图6中，谐振电流的值在整个软启动期间均高于电流参考i_ref阈值。这保证了ZVS操作。因此，重负载软启动期间电流控制输出为零。

应当理解，上述描述仅仅用于说明本发明。在不脱离本发明的情况下，本领域技术人员可以设计出各种替代和修改。因此，本发明旨在包含落在所附权利要求范围内的所有这些替代、修改和变化。