具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

1、本发明提供一种用于高速电机技术驱动的高频变频器，用FPGA取代通用的DSP/ARM，设计基于Soc(System on chip)作为高频变频器主控制，发明研发了完整的基于HDL(硬件描述语言)实现SVC(Sensorless Vector Control)算法，用IP软核实现电机控制算法，将转矩环运算速度从目前的20kHz提升至100kHz, 相应地将变频器的最高输出频率从目前的600Hz提升至2500Hz，可以实现对直流无刷电机、用磁同步电机的高精度、高效率、低震动速度控制。

2、本发明采用磁场定向控制算法实现对永磁电机的高性能控制，而"定向”首先要解决的是转子位置的精确检测问题，本发明的提供了两种位置检测方法，一是传统的通过安装位置传感器直接检测，该方法可以使电机工作于转矩控制、速度控制、位置控制模式，且具有启动性能好、易于实现的优点，但存在高成本、高故障率的缺陷，使其成为永磁电机替代交流异步电机的关键技术障碍之一。第二种：不用位置传感器，建立电机的数字化模型，将永磁电机看成一个传感器，电机的输入电压视为该传感器的激励，电机的反馈电流视为传感器“响应”，通过高级算法在线精确计算出转子位置；该方法具有高精度、高可靠性、低成本的优势，但电机不能工作于转矩控制控制和位置控制模式。

3、针对高频变频器的散热问题、电磁干扰问题、强弱点隔离问题及产品族之间的兼容性问题，发明了一种隔离、散热、屏蔽、一体化成型的产品结构设计方法。

实施例1：

如图1所示，高速电机多是非标产品，高频变频器采用直流电源输入，可输入的电压范围设定为24～400Vdc，宽范围的母线电压以拓宽变频器对各种规格电机的适应性及应用领域。本发明产品属于工业领域核心功能部件，其与目前工控机、PLC及非标系统等上位机都完全兼容性，图1系统中与上位机接口的功能见表1，表中RS232接口与强电隔离，其他接口都与上位机共地，与驱动控制单元电路完全隔离，隔离电压等级为2.1kV。可编程通信接口可由触摸屏或面板操作器设置，可配置成3个RS485，一个RS485和一个RS422或3个LVDS输入/出, 通信协议可根据上位机调整，与上位机系统集成方案见图3，图2.a)给出的是模拟量作为速度指令输入，图2.b)数字量作为速度输入，图2.c)通过总线方式控制电机，图2.d)给出的电机伺服控制方案，通过上述接口本发明高频变频器与目前上位机工控完全兼容。机UART1接口RS232协议与PC，UART0以Modbus-RTU 协议与触摸屏。

表1：驱动器产品的控制接口及功能

图1高频变频器数据采集单元、IO单元、可编程通信接口单元都设计了耐压值2.1kV以上隔离接口电路，各功能模块响应速度快、可靠性高、抗干扰能力强；为满足数据采集单元、高负荷运算单元、高频逆变器同步高速运行。

本发明面向永磁电机高速、高性能驱动控制领域，采用单片FPGA作为主控器，发明了基于Soc软核的高频变频器专用高性能处理器，高频变频器Soc系统架构见图3，Soc系统中IP的来源分两类：

第三方提供的免费IP核，包括图3中FPGA方框内的软核处理器、主控板左侧锁相环PLL、SPI接口、SDRAM接口、数字量输入/输出PIO、异步串行口 UARTx(x＝0～4)IP核，构成FPGA最小系统及通用外围，在低成本场合下，该模块可以被GPU(包括DSP/ARM/单片机)来替代。

自主研发IP核，图3中FPGA框图内右侧阴影部分，包括用于高速总线控制的Modbus-RTU协议IP核、永磁电机无感矢量控制(SVC)的系列IP核，将SVC 算法流程中小批量、高频计算功能单元一一例化成专用Soc的“外设”，Soc系统只负责外设的初始化、过程数据读取、电机运行状态机FSM的控制，电机运行的启动、运行、停止、参数自适应等过程都由这些外设独立完成，不占用总线、无中断，这种技术路线可以使Soc系统最高以120kHz的速度实时处理SVC算法。

如图3所示，Soc系统中FOC控制专用外设包括有限状态机FSM、ADC同步采集ADCinterface、Clarke变换、Park变换、反电动势观察期ABobsrv、速度滤波器GetVel，速度环控制器vPi,电流环控制器dPi/qPi，Park逆变换invPark、 clarke逆变换invClarke及中心对称矢量PWM调制器SVM等。

控制器对电机的控制是通过对有限状态机FSM读写来实现，FSM软核是一个受控、有限状态机，FSM核在一个控制周期内，首先控制片外ADC按图4所示时间点高速采集SVC算法所需反馈数据，再控制图3右侧系列SVC算法外设按照由上往下的顺序片内执行SVC算法，最后SVM核控制FGPA管脚U_T/B、V_T/B、W_T/B按照图4时序驱动片外高频逆变桥，下一个周期重复执行上述步骤。

第一步：模拟量同步检测及坐标变换

ADC interface软核控制外围多通道同步ADC芯片，为防止功率器件干扰，采样时刻精确定位于PWM中点，如图4所示，采集的模拟量包括：三相电流i_a/b/c、母线电压V_DC、电机温度Temp_MOTOR、变频器基座温度Temp_VFD、上位机模拟量输入 0-10V/4-20mA，采样完毕，执行幅度等效Clarke变换，得到i_α、i_β及电压u_α、u_β

Park软核根据上一控制周期的转子位置θ_r，坐标轴旋转运算，得到交、直轴电流分量i_q、i_d。

第二步：转子位置获取技术

直接检测方式：如图1所示，通过安装在电机上机械式位置传感器PG直接采集转子位置，PG输入信号接通用主控板可编程通信接口。

间接检测方式：通过电机的输入电压、反馈电流设计观察器计算转子位置，将永磁电机看成一个传感器，电机的输入电压视为该传感器的激励，电机的反馈电流视为传感器“响应”，通过算法在线精确计算出转子位置，以实现磁场定向控制，不使用机械式位置传感器的情况下，实现对永磁电机的速度高精度控制。该技术方案实现方法如下：

定子单相绕组电路如图6所示，图7为其定子单相绕组电流信号流程图，L、 R电路G(s)对电流呈低通特性，可以将图2中的离散化步骤前移，并且根据检测的参数建立一个数字化模型与理想的模型G(z)并联，得到图8所示的反电动势检测流程图。

图8中上方支路实测相电流I(z)可表示为

I(z)＝(U(z)-E(z))G(z) (3)

图8中下方支路估计电流可表示为

图8中观察器的输出

图7中，电机单相绕组的参数可以精确测定，在高频变频器中电流采样频率远高于G(s)的带宽，假设图9中的单相绕组数字化模型的阶跃响应精确逼近图 7中电机实际模型G(z)，即

将(6)式代入(5)式可得

将(7)式写成(8)式所示的传递形式

(8)式系统描述观察器等效模型见图9，可以看出，反电动势与激励电压无关，根据G(z)模型参数及高频变频器输出频率设置D(z)，使得|D(z)G(z)|＞＞1, 则实现了反电动势检测。注意到(8)式所示的图9系统是不可以直接实现，ABobsv软核执行的是图8所示算法，通过(3-8)式的分析可以看出，该软核的输出结果等效于执行图9系统。

电机运行过程中，图8所示观察在α-β坐标系下实现，可以求得电机运行时的反电动势e_α、e_β

采用牛顿二分法，经坐标轴旋转运算，getVel软核首先计算出转子位置

再将θ_r输入(11)式所示滤波器，δ为滤波系数，且0<δ<1

最后再计算(11)式滤波器输出，并作为电机反馈速度输入至vPi软核。

第三步：速度、磁链及转矩控制

速度、磁链及转矩控制均采用抗积分饱和PI控制IP核，其控制算法如图5 所示，该IP软核例化为SVC控制算法中三个外设vPi、dPi、qPi，分别对应速度环、d轴电流环、q轴电流环控制器。

在vPi速度环中，Ref为速度指令、Fb为反馈速度，输出Out为q轴指令电流i_q；i_q的幅度限制取决电机的额定电流；

dPi电流环控制器Ref为0,Fb为(3)式中的反馈电流i_d,输出为V_d；

qPi电流环Ref为速度环输出i_q,Fb为(3)式中的反馈电流i_q,输出为V_q；

两个电流环控制器输出Vd、Vq的幅度必须满足：

第四步：电压矢量空间合成将dPi、qPi控制器输出的v_d、v_q从转子坐标系变换到定子坐标系，θ_r取自第二步式(10)计算结果

根据功率等效原则，将上式2相还原成3相电压

根据电压矢量合成原理，三相电压又可表示为

图3中inClarke单元根据(11-12)式，消去v_a、v_b、v_c，计算u、v、w相 PWM指令脉宽T_U、T_V、T_W，SVM功能单元根据脉宽指令T_U、T_V、T_W按照图4所示时序，控制FPGA管脚U_T/B、V_T/B、W_T/B输出中心对称矢量PWM，经隔离后驱动高频逆变单元。

3、高频变频器隔离、散热、屏蔽及成型一体化设计方案

高频变频器产品产业化方案需要解决以下问题：

(1)散热问题，高频变频器功率器件开关损耗、通态损耗；

(2)屏蔽问题，变频器输出的高频、大电流电磁干扰；强、弱电之间平面和空间隔绝缘；

(3)标准化问题，产业化过程中客户的小批量、多品种问题；

综合考虑上述问题，本发明了一种设计隔离、散热、屏蔽及成型一体化设计方案，实现方法如下：

高频变频器设计方案对变频器系统按强、弱电分离、散热及及抗干扰等因素考虑，进行功能分割，分为一块通用主控板和一块驱动板，通用主控板主要功能是：接收面板操作器、触摸屏、PC机、工科即或PLC等上位机指令并反馈数据，通过驱动板控制电机并实时采集电机运行过程数据，执行SVC算法。如图5所示通用主控板由高性能MCU、多通道ADC、隔离式数字量IO、隔离式模拟量输入、可编程通信接口、隔离式DC/DC、UART接口构成。驱动板主要功能是：控制电机，向主控板输出三相电流、母线电压、功率半导体器件温度、电机温度信号。如图 6所示，驱动板由浪涌电压/电流保护电路、隔离式高频三相逆变单元、隔离式母线电压检测电路、隔离变频器/电机温度检测电路、隔离式三相电流检测电路、隔离式开关电源构成。

高频变频器的通用主控板和驱动板分列安装基座的两侧，通用主控板通过控制线束实现对读取驱动板的控制模拟量数据并控制高频逆变单元，这种结构的优势体现在以下

散热技术方案

(1)驱动板上的热源功率半导体通过导热材料粘接高导热、高导磁基座上，根据驱动板功率大小选择散热基座厚度W及散热风扇功率，通过散热片并风冷；(2)基座固定在用户机箱内金属主板上，将基座热量传道至金属机箱；(3)驱动板PCB采用厚铜板，在功率半导体器件安装位置大面积覆铜并加开窗过孔，增加驱动板自身散热能力。

屏蔽技术方案

(1)高频变频器系统分割为通用主控板和驱动板，实现强弱电隔离；(2)高导磁性接地基座将驱动板与通用主控板隔开，有效屏蔽驱动板高电压、大电流产生对主控板、控制线速的电磁干扰；(3)通用主控板和驱动板PCB数字地、模拟地、电源地、机壳体分居不同地平面，有效解决信号之间干扰问题；(4)驱动板通过安装基座接机壳地。

产品标准化技术方案

本发明的高频变频器驱动板功率范围在0.2～30kW之间，产品生产采取以下标准化技术方案：

(1)安装规格标准化

系列变频器采用统一的通用控制板；系列变频器驱动板采用统一规格的 PCB，驱动板之间差异体现在功率半导体、电流传感器、电解电容三种元器件的不同，但是在上述功率范围内这三种元器件的在PCB上的安装位置、元件封装完全完全一致；一体化成型技术，如图7所示，上述功率范围内基座长、宽完全一致，仅基座厚度W根据高频变频器的散热需求而变化，功率越大W也响应增加，基座同时是通用控制板、驱动板及外壳的安装载体。

(2)系统软件柔性设计

根据电机功率等级、转速范围，选择对应的驱动板，该驱动板与通用板按图 7方式安装，通过操作触摸屏、面板操作器、PLC、工控机或个人电脑对通用板进行设置，高频变频器与不同电机及负载的驱动产品族配套，主要可设置参数为

表1：驱动器产品的硬件配置

上述设计方法，用2种PCB板就可以实现全功率范围的产品，实现标准化生产，增加产品适用性的同时降低了产品的成本，统一安装规格及柔性的软件系统，保障产品能快速适应电机市场动态变化，能够在很短的开发周期内生产出低成本、高性能的不同品种产品，解决产业化过程中客户的小批量、多品种问题，提升了产品的生存能力和竞争能力。

为了验证本发明的实验效果，用本发明高频变频器驱动一个一对级280W三相高速直流无刷电机，电机轴刚性耦合叶轮,考察风机高速、重载情况下设备运行的算法及速度精度、震动、效率，PWM载波频率设定为T_p＝60kHz,死区时间 T_db＝300ns,母线电压V_dc＝32V,电机相电感23uH,相电阻0.174Ω，采用SVC，控制参数如图13所示，电机转速60000rpm，采用FPGA片内RAM高速记录三通道数据，图20所示实验采样频率为3750Hz，其他实验采样频率都为6000Hz。

电流、电压的精密检测是无感矢量控制精确识别转子位置的关键，本发明中电流传感器选用精密的线性hall传感器，常温下120kHz带宽下噪声范围在±0.17A以内，直流无刷电机在60000rpm且重载运行情况的电机三相电流波形见图12，电流曲线平滑，证明本发明的隔离、屏蔽技术措施有效地消除了电磁干扰，ADC interface软核控制ADC图4所示的开关噪声较小时刻采样，抑制dv/dt、 di/dt噪声，使得检测信号噪声来源主要是线性hall自身，信号波形逼近正弦波，有效地解决了传统3-hall、六步法控制直流无刷电机时转矩脉动大、谐波电流大、功率受限问题。

图13给出的PWM指令脉宽T_U、T_V、T_W，由inClarke软核根据电流环dPi、 qPi控制器输出按(11～12)计算得到，因此T_U、T_V、T_W波形的波动取决于负载的扰动，在稳态运行阶段高速风机负载恒定，图13曲线平滑，间接表明了本发明高频变频器在高速运行情况下的低振动技术性能。

直流无刷电机反电动势呈梯型，传统的控制方法是三相绕组两两导通，即 120°度通电，产生的一个以60°为步长的“跳跃”磁场；在本发明中，将T_U、 T_V、T_W按照式(12)换算成电压，可得图14所示电机三相电压波形，波形近似正弦波，实现180°通电方式，产生的一个连续旋转的磁场，从原理上保证了对永磁电机控制的高精度、高效率、低震动。

图15给出的是图8所示观察器的输入输出结果，ABobsv软核在同步脉冲的驱动下实时计算e_α、e_β，图中给出了观察器输入v_α、i_α及输出e_α的同步波形，本发明中是通过检测α-β轴反电动势分量，再通过(10)式计算转子位置θ_r，因此，本发明参数设置时只关注反电动势e_α、e_β基波分量相对比例，不考虑e_α、e_β的绝对精度，因此图中e_α没有呈现实验用直流无刷电机的梯形反电动势，而逼近正弦，即梯形反电动势的基波分量。

getVel软核接着对e_α、e_β进行自适应滤波得到e_αf、e_βf，并计算θ_r，三者同步波形如图16所示，θ_r线性度好、波形畸变小。

在磁场定向控制中，电流矢量超前转子位置90°以实现最大转矩，从(9)式可以看出，反电动势相位也超前转子位值90°，即理想情况下两者同向。电流矢量相位是精确可测的，图17从上至下分别给出α轴电流i_α、反电动势e_α及转矩角(两波形的相位差)的同步波形，e_α值计算原理见图8，在Soc系统中为ABobsv 软核输出的α轴分量，图中可以看出。反电动势矢量相位逼近与电流矢量相位，转矩角在±2°范围内波动，控制效果接近有PG控制，实验结果表明：在不用位置传感器情况下，本发明转子位置获取技术方案具有较高检测精度。

速度精度实验分两组，采样频率为3750Hz，记录2000点，加速阶段实验结果见图18，从上至下分别是指令转速、反馈速度及q轴指令电流i_qr(作为qPi软核的 Ref)，可以看出反馈转速能快速、精确地跟随指令速度，指令电流随跟随误差的变化而变化。电机60000rpm稳态运行实验结果分析见图19，图中速度误差计算方式为

图19给出的是速度误差曲线，高频变频器速度控制实验用风机负载时速度精度可达±2‰。实验结果表明在整个调速范围高频变频器都保持了较高的速度控制精度和效率。

为了记录电机全速度范围内的，从转速静止与60000rpm加减速的过程，Soc 系统过UART0串口，每隔0.1s向触摸屏发送一个q轴电流数据，其波形(在触摸屏上被换算成转矩)在触摸屏上实时显示。实验步骤是：先将电机加速至 60000rpm，然后减速停止，再启动值60000rpm，这种方法完整记录了电机的加减速波形，记录结果见图20，图中左侧下降曲线为减速过程，右侧上升曲线为加速过程，启动阶段在开/闭环临界频率以下采用的是开环控制，在此阶段q轴电流并不能反应转矩，过临界频率后，转子位置被锁定，此后及减速阶段控制模式从开环切换至磁场定向控制模式，q轴电流曲线呈二次函数形状，这是由于实验用电机为风机类负载，转矩正比于速度的平方，这证明了本发明高频变频器的转矩能全速度范围内跟踪负载的大小，体现了控制算法的高效性及精确性，同时转矩曲线平滑，转矩脉动小，实现全速度范围内的低振动控制。

一种永磁电机一体式驱动、检测系统，包括驱动器(即变频器)和数据检测模块；驱动器用于驱动永磁电机旋转；数据检测模块为基于FPGA的IP软核的同步数据检测模块；数据检测模块所采集的数据包括：

(1)Ch0速度设定值w_r；(2)Ch1速度反馈值w_f；(3)CH2 q轴指令电流 I_q；(4)CH3 q轴反馈电流I_qf；(5)CH4 q轴电压指令V_q；(6)CH5 d轴指令电流i_d；(7)CH6 d轴反馈电流i_df；(8)Ch7 d轴电压指令V_d；(9)CH8 V_α (10)CH9 V_β；(11)CHA A相SVPWM脉宽PWMA；(12)CHB B相SVPWM 脉宽PWMB；(13)CHC C相SVPWM脉宽PWMC；(14)CHD i_a；(15)CHE i_β；(16)CHF i_b；(17)CHG i_c；(18)CHH相电压幅值U_m；(19)CHI相电压相位(20)CHJ相电流幅度I_m；(21)CHK相电流相位(22)CHL反电动势幅度E_m；(23)CHM反电势相位(24)CHN转矩角，即(25)CHO功率角，即(26)CHP堵转系数；(27)CHK a相反电动势波形 E_α；(28)CHR b相反电动势波形E_β；(29)CHS a电流估计值i_α ^*；(30)CHT 转子位置θ(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为0)；(31)CHU转子实测速度w₀(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为0)；(32)CHV编码器线数Rev(有传感器时为编码器测量，无传感器时恒为65535)

上述通道中，PWMA/B/C为给定值，ia/b/c为测量值，w、θ在在无感矢量控制算法中，为计算值；在有PG控制算法时为测量值，其他所有参量都为计算值。

必须要采集或计算的数据：无感矢量控制必须采集的量为ia/b/c；有PG(转子位置检测器)控制时在此基础上必须采集转子位置θ。

基于采集的数据计算电机运行动态参数；电机运行动态参数包括：负载转矩、绕组等效电阻/电感、电机有/无功功率、驱动器有/无功功率、扭矩参数、电机速度、驱动器温度、电机温度、反电动势、功率角、负载角。

数据检测模块输出的数据存储在本地存储器中、或输出到触摸屏显示或输出到上位机。

还包括电机静态参数辨识模块；

电机静态参数辨识模块的工作过程为：测试人员(通过上位机或触摸屏或键盘)发出静态参数识别命令，控制器根据静态参数识别命令在电机堵转的情况下注入三相旋转高频电压，在电流数据稳定后，将激励电压、反馈电流数据存入控制器内置的SRAM，再将存储的同步数据读入SOC系统内存，SOC系统根据永磁电机α-β坐标系下的永磁电机数据模型，离线计算电机的交、直轴电感、绕组电阻、凸极系数、转子初始位置。

电机静态参数的计算过程如下：

永磁电机的在α-β坐标系下的数学模型如(1)式所示

式中L₁,L₂分别为交、直轴电感L_d,L_q的和、差平均，关系可表示为：

测量方法,在电机堵转状态的情况下，注入幅度为U_i角速度为Ω_i高频电压, 则激励电压可表示表示为

上式中激励信号角频率Ω_i较高，绕组感抗远大于绕组电阻R，(1)式最第一项可忽略；测量过程中电机堵转，(1)式最后一项为0；再忽略高次谐波分量；经近似处理，电机的响应电流可表示为

将矢量点乘矢量可得

将矢量叉乘矢量可得

(6)式中第一项为常数，第二项频率为2Ω_i,注意到(4)式只考虑基波没有考虑谐波，根据变流技术原理可知，逆变电路必然存在输出频率的整数次谐波kΩ_i，为提高检测精度，设计M阶数字陷波器，设系统采样频率为f_pwm及变频输出激励频率为f_i，则M可选择为

M＝l×f_pwm/f_i(l＝1,2,3,…) (7)

设置激励信号频率f_i可以整除f_pwm,保证(7)式M为整数，数字滤波器传递函数H(z)如(8)式所示，M阶陷波器幅度响应如图7所示，图中将频率kΩ_i (k＝1,2,…，9)映射为数字滤波器的零点，即z平面单位圆上，该滤波器能完全消除频率为kΩ_i(k＝1,2,…)的各阶次基波、谐波。

该滤波器对基带信号呈全通特性，对变频器输出频率的基波及各次谐波信号呈陷波器特性，

为给定值，为ADC测量值，在高频注入过程中，点击图3 中的“Sample”按钮，将图3中所有变量按5所示时序存入SRAM，Soc软核处理器读出SRAM电压、电流数据，根据(5-6)式计算左侧数据运算结果，将该数据通过图(8)滤波器，则可求得(6)式右侧直流分量值，再综合(5～6)，可以计算L₁、L₂，进而求得电机绕组的等效电阻R、电感L_d/q、凸极系数L₂/L₁。

永磁电机一体式驱动、检测方法，其特征在于，采用前述的永磁电机一体式驱动、检测系统；

通过驱动器驱动永磁电机；

采用数据检测模块实际数据的采集与计算。

高速、同步数据采集IP核如图所示，该单元是由硬件描述语言例化生成的软核功能模块，右侧为IP核输入，clock、reset_n为采集系统的时钟、复位输入，w_r 高/低电平代表读/写SRAM，rdAddr为写地址指针计数器，synClk为写同步信号，该信号由人机界面设置决定，可选择与位置环、速度环或加速度环同步；在每个位置环、速度环或加速度环周期内，依次采集全部32个通道的数据。左侧为IP 核输出，smpFlag为SRAM数据已经满标志位，address接外围SRAM输入地址，sram_data接外围SRAM数据端口，该端口为双向IO，dataout为地址输入 rdAddr所对应的SRAM输出，CE_n、OE_n、UB_n、LB_n、WE_n为存储器读写控制信号

当Soc系统接受到上位机发出的采样指令后，SRAM写使能信号Enable置位，并在ADC 转换完成后，高速采集单元按照时序，控制产生CE_n、OE_n、UB_n、LB_n、WE_n 命令波形，CHx(x＝0,1,2,…)为通道地址，通道地址选择的数据在下降沿以CHx分区第 Page地址被写入SRAM，上升沿,CHx值加1，执行2^K次后，所有变量都被写入对应分区，页地址Page加1，等待下一采样完成重复上述时序,直到SRAM写满，则smpFlag标志位置位，一次采样命令，连续采样的数据量为32通道×2^K字/通道×16bit/字2^K+9bit。K＝13, 即一次采集命令，ip数据采集过程将采集4Mbit的数据。

以上实施例仅用于说明本发明的计算思想和特点，其目的在于使本领域内的技术人员能够了解本发明的内容并据以实施，本发明的保护范围不限于上述实施例。所以，凡依据本发明所揭示的原理、设计思路所作的等同变化或修饰，均在本发明的保护范围之内。