5g下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统
阅读说明：本技术 5g下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统 (Method and system for estimating grouping interpolation-weighting combination channel of 5G downlink ) 是由 郑生华 王昕� 姚艳军 张正宇 贺超 朱峰 任伟龙 陈�田 黄永华 王文哲 于 2021-09-26 设计创作，主要内容包括：5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统,属于5G系统信道估计技术领域,解决现有的技术方案导频信号开销大、信道估计复杂度高的问题；本发明的技术方案通过数学方法将多天线端口的信道信息进行分离,避免了天线端口之间的干扰,与现有技术相比,频分复用(FDM)与码分复用(CDM)相结合的导频放置结构减小了导频信号的开销,并且使用同等数量的时频资源时,具有更好的性能,由于多天线端口采用CDM复用,接收端天线接收的信号是一个混合信号,利用组合分解及组合合成的方法求得完整的导频信息,并且降低了采用CDM复用的天线端口信道估计方法实现的复杂度。(A method and a system for estimating a grouping interpolation-weighting combination channel of a 5G downlink belong to the technical field of 5G system channel estimation and solve the problems of high pilot signal overhead and high channel estimation complexity of the prior technical scheme; the technical scheme of the invention separates the channel information of the multiple antenna ports by a mathematical method, avoids the interference between the antenna ports, compared with the prior art, the pilot frequency placement structure combining Frequency Division Multiplexing (FDM) and Code Division Multiplexing (CDM) reduces the expense of pilot frequency signals, and has better performance when using the same amount of time-frequency resources.)
技术领域
本发明属于5G系统信道估计技术领域，特别涉及5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统。
背景技术
LTE(Long Term Evolution)在下行MIMO信号传输只使用频分复用(FDM，Frequency-Division Multiplexing)的导频结构，所以LTE系统多天线信道估计可以简化为单天线系统的信道估计。而5G下行链路最大支持的天线端口数是LTE系统的两倍，如果还只采用传统的FDM方式，那么导频的开销将变得很大，这将严重影响系统的性能，因此5G下行系统采用的是频分复用与码分复用(CDM，Code Division Multiplexing)相结合的导频放置结构。这种结构减小了导频信号的开销，并且使用同等数量的时频资源时，具有更好的性能。但与此同时，这种导频结构也使得信道估计变得更加复杂，采用频分复用的导频信号可以轻易地在频域进行分离，直接求出对应每个天线端口的信道信息，而采用码分复用的导频却因为信道的变化而不能直接分离出每个天线端口的信道信息；在这种情况下，如何求出每个天线端口的信道信息是一个难题。
申请公布号为CN108809868A申请公布日2018年11月13日的中国发明专利申请《一种基于5G通信网络的信道估计方法及系统》公开了一种基于5G通信网络的信道估计方法及系统,该信道估计方法包括:对经信道传输的参考信号进行解调得到解调参考信号；对解调参考信号中的每个子载波进行信道估计,得到每个子载波的信道估计结果；根据每个子载波相邻的预设个数的相邻子载波的信道估计结果计算每个子载波的信道冲击响应。本发明实施例通过计算参考信号中各子载波的信道估计结果，通过子载波和相邻的预设个数子载波的信道估计结果计算该子载波的信道冲击响应,由此来平均单个子载波的计算是的结果误差,提高信道估计的精度。但是该文献并未解现有的技术方案导频信号开销大、信道估计复杂度高的问题。
发明内容
本发明的目的在于如何设计5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统，以解决现有的技术方案导频信号开销大、信道估计复杂度高的问题。
5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计的方法，包括如下步骤：
S1、在5G下行链路的多天线系统中，导频结构采用FDM和CDM复用的方式，接收端通过离散傅里叶变换得到导频符号处的频域接收信号；
S2、对频域接收信号进行LS估计并进行MMSE滤波；引进变换域方法，采用部分对称扩展的DFT变换的信道估计(PSE-DFT)，来降低MMSE估计的计算复杂度。
S3、根据导频结构和CDM码的周期，对LS估计的信道信息进行分组，使每组子载波信道参数具有相同的线性组合系数；将混合信道信息分解为多个组合信号矢量，以MMSE滤波后的混合信道信息的前T个频点为起点，T为抽样间隔，分解出T组组合信号，每组组合信号为所有天线端口频域响应的一种线性组合。
S4、对各组的信道信号进行插值，得到所有导频点的信道估计值；对上述组合分解得到的T组组合信号进行单独插值，采用离散傅里叶变换插值，可以获取所有Np个频点上多天线端口频域响应的T组不同线性组合的估计值。
S5、将所有组加权合并，得到各个天线端口的信道参数；根据导频结构获取所有线性组合系数的合成矩阵，利用该合成矩阵对所有天线端口的信道参数不同线性组合的估计值进行合成，获取每个天线端口导频符号上的频域信道响应。
本发明的技术方案通过数学方法将多天线端口的信道信息进行分离，避免了天线端口之间的干扰，与现有技术相比，频分复用(FDM)与码分复用(CDM)相结合的导频放置结构减小了导频信号的开销，并且使用同等数量的时频资源时，具有更好的性能，由于多天线端口采用CDM复用，接收端天线接收的信号是一个混合信号，利用组合分解及组合合成的方法求得完整的导频信息，并且降低了采用CDM复用的天线端口信道估计方法实现的复杂度。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S2中所述的进行MMSE滤波的方法具体为：
对频域接收信号进行LS估计得到：
对得到的LS估计值做镜像对称扩展：设每侧扩展P个点，即原来长度为Np的导频序列在两侧各镜像扩展P个点得到总长度为Np+2P的序列，其过程用数学表达式表示为：
对扩展后的序列进行DFT变换：镜像对称扩展中选择的P使得扩展后的总长度为2的整数次幂，此时使用FFT算法来实现，其表达式为：
经过DFT变换后的序列没有相关性，即滤波矩阵Γ近似为对角矩阵，其具体表达式为：
需要估计相关矩阵和噪声功率经过DFT后的序列gd是完全不相关的，即该序列的相关矩阵是对角矩阵，每个时隙的相关阵只是一个样本点，而相关阵是一个统计量，需要大量的样本点；因此，为了增加得到准确的相关阵估计值，需要对前后相邻时隙的做平滑，设表示第s个时隙中的的值，平滑因子为α，则
对于噪声功率的估计：经过DFT变换后，信道的能量只集中在有限的径上，所以剩余路径的值均为噪声，通过对这些路径上的值做平均，即可获得噪声功率的估计值，设一共有Nσ个点为噪声，故平均值为：
对滤波后的信号做IDFT变换，得到：
对逆变换后的序列去扩展，取中间的Np个值可得到：
经过MMSE滤波的混合信道矢量表示为：
其中，表示经过MMSE滤波后的噪声，表示第i个CDM码组内天线端口的混合信道响应；混合信道响应g是由同一个CDM码组内各个天线端口的信道响应gp与系数Cp相乘然后求和得到的；Cp是由正交掩码cp周期扩展得到的，即正交码Cp中的元素具有周期性，且周期为一个CDM码组内OCC的个数，也是一个CDM码组天线端口的个数T＝|Wi|。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S3中所述的根据导频结构和CDM码的周期，对LS估计的信道信息进行分组，使每组子载波信道参数具有相同的线性组合系数的方法为：将混合信道信息分解为多个组合信号矢量，令 分别表示第t组组合信道响应、第p个天线端口第t组信道响应、第t组组合噪声矢量，其中则：
其中，gp,t(j)＝gp(j′),j＝1,2,…,M,j′＝(j-1)×T+t；
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S4中所述的对各组的信道信号进行插值，得到所有导频点的信道估计值的方法为：
将做DFT变换，得到：
对DFT变换域的信道响应参数进行补零操作，增加信道的采样个数，得到长度为Np的信道响应：
最后对补零后的DFT域信道响应做IDFT得到Np点的信道响应：
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S5中所述的将所有组加权合并，得到各个天线端口的信道参数的方法为：将T个天线端口的信道响应参数的T个不同线性组合的估计值表示成矩阵根据导频结构获取所有线性组合系数的合成矩阵，利用该合成矩阵对所有天线端口的信道参数不同线性组合的估计值进行合成，获取每个天线端口导频符号上的频域信道响应，该合成矩阵为：其中，p∈Wi；再根据T个线性不相关的方程计算出T个未知数；利用合成矩阵对对个导频点上多个天线端口信道参数不同线性组合的估计值合成，获得每个天线的信道频域响应的估计值，第t个天线端口的频域响应的估计值为：
5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计系统，包括：第一模块、第二模块、第三模块、第四模块、第五模块；
所述的第一模块用于在5G下行链路的多天线系统中，导频结构采用FDM和CDM复用的方式，接收端通过离散傅里叶变换得到导频符号处的频域接收信号；
所述的第二模块用于对频域接收信号进行LS估计并进行MMSE滤波；
所述的第三模块用于根据导频结构和CDM码的周期，对LS估计的信道信息进行分组，使每组子载波信道参数具有相同的线性组合系数；
所述的第四模块用于对各组的信道信号进行插值，得到所有导频点的信道估计值；
所述的第五模块用于将所有组加权合并，得到各个天线端口的信道参数。
作为本发明技术方案的进一步改进，第二模块中所述的进行MMSE滤波的方法具体为：
对频域接收信号进行LS估计得到：
对得到的LS估计值做镜像对称扩展：设每侧扩展P个点，即原来长度为Np的导频序列在两侧各镜像扩展P个点得到总长度为Np+2P的序列，其过程用数学表达式表示为：
对扩展后的序列进行DFT变换：镜像对称扩展中选择的P使得扩展后的总长度为2的整数次幂，此时使用FFT算法来实现，其表达式为：
经过DFT变换后的序列没有相关性，即滤波矩阵Γ近似为对角矩阵，其具体表达式为：
需要估计相关矩阵和噪声功率经过DFT后的序列gd是完全不相关的，即该序列的相关矩阵是对角矩阵，每个时隙的相关阵只是一个样本点，而相关阵是一个统计量，需要大量的样本点；因此，为了增加得到准确的相关阵估计值，需要对前后相邻时隙的做平滑，设表示第s个时隙中的的值，平滑因子为α，则
对于噪声功率的估计：经过DFT变换后，信道的能量只集中在有限的径上，所以剩余路径的值均为噪声，通过对这些路径上的值做平均，即可获得噪声功率的估计值，设一共有Nσ个点为噪声，故平均值为：
对滤波后的信号做IDFT变换，得到：
对逆变换后的序列去扩展，取中间的Np个值可得到：
经过MMSE滤波的混合信道矢量表示为：
其中，表示经过MMSE滤波后的噪声，表示第i个CDM码组内天线端口的混合信道响应；混合信道响应g是由同一个CDM码组内各个天线端口的信道响应gp与系数Cp相乘然后求和得到的；Cp是由正交掩码cp周期扩展得到的，即正交码Cp中的元素具有周期性，且周期为一个CDM码组内OCC的个数，也是一个CDM码组天线端口的个数T＝|Wi|。
作为本发明技术方案的进一步改进，第三模块中所述的根据导频结构和CDM码的周期，对LS估计的信道信息进行分组，使每组子载波信道参数具有相同的线性组合系数的方法为：将混合信道信息分解为多个组合信号矢量，令 分别表示第t组组合信道响应、第p个天线端口第t组信道响应、第t组组合噪声矢量，其中则：
其中，gp,t(j)＝gp(j′),j＝1,2,…,M,j′＝(j-1)×T+t；
作为本发明技术方案的进一步改进，第四模块中所述的对各组的信道信号进行插值，得到所有导频点的信道估计值的方法为：
将做DFT变换，得到：
对DFT变换域的信道响应参数进行补零操作，增加信道的采样个数，得到长度为Np的信道响应：
最后对补零后的DFT域信道响应做IDFT得到Np点的信道响应：
作为本发明技术方案的进一步改进，第五模块中所述的将所有组加权合并，得到各个天线端口的信道参数的方法为：将T个天线端口的信道响应参数的T个不同线性组合的估计值表示成矩阵根据导频结构获取所有线性组合系数的合成矩阵，利用该合成矩阵对所有天线端口的信道参数不同线性组合的估计值进行合成，获取每个天线端口导频符号上的频域信道响应，该合成矩阵为：其中，p∈Wi；再根据T个线性不相关的方程计算出T个未知数；利用合成矩阵对对个导频点上多个天线端口信道参数不同线性组合的估计值合成，获得每个天线的信道频域响应的估计值，第t个天线端口的频域响应的估计值为：
本发明的优点在于：
本发明的技术方案通过数学方法将多天线端口的信道信息进行分离，避免了天线端口之间的干扰，与现有技术相比，频分复用(FDM)与码分复用(CDM)相结合的导频放置结构减小了导频信号的开销，并且使用同等数量的时频资源时，具有更好的性能，由于多天线端口采用CDM复用，接收端天线接收的信号是一个混合信号，利用组合分解及组合合成的方法求得完整的导频信息，并且降低了采用CDM复用的天线端口信道估计方法实现的复杂度。
附图说明
图1为发明实施例一的5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法流程图；
图2为本发明实施例一所采用的5G下行链路系统框图；
图3为本发明实施例一所采用的部分对称扩展DFT变换的信道估计框图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1和图2所示，本发明实施例中所述5G下行链路处理过程如下：
在基站端，用户数据流在经过LDPC(Low-density Parity-check，低密度奇偶校验)编码、速率匹配、调制，层映射，插入导频映射到各个天线端口的时频资源网格上，预编码，接着进行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换)调制并添加CP(Cyclic Prefix，循环前缀)，最后发射出去。
在用户端，接收信道、去CP及FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)反调制、子载波反映射、导频提取、信道估计。
假设预编码形成的波束之间没有干扰，下面以一个波束内的用户详细分析为例来说明本发明的5G下行链路的分组插值-加权合并信道估计的方法。
设基站具有NT根发射天线，有P(P＝1,2,4,8，这里P＝4)个天线端口，参考信号占用相同的时频资源块，通过OCC来区分的天线端口集合被称为一个CDM码组，用Wi表示第i(i＝0，1)个CDM码组所包含的天线端口的索引集合，例如，W0＝{0,1}表示第0个CDM码组包含天线端口0和1两个天线端口。
设用户终端配置NR根接收天线，其中NT远远大于NR，下面以含有导频的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，即正交频分复用)符号为例详细说明。设系统的频域子载波数为NI，实际分配的子载波数为Nb，RB数为NRB。若第p个天线端口上一个数据子帧中第l个OFDM符号含有导频，令该OFDM符号为根据导频结构可知：
其中，为第p个天线端口上一个数据子帧中第l个OFDM符号长度为Np＝6NRB的导频序列； 表示第p个天线端口所使用的正交码；表示第p个天线端口的导频序列到OFDM符号上子载波映射矩阵。
基站天线端口到用户天线的具体收发流程如下：(1)基站端的每个天线端口将Nb点含导频数据符号按照集中式映射矩阵Q，从维数为Nb的信号矢量映射到NI维的矢量中；(2)将P个天线端口的数据做预编码，通过预编码矩阵W映射到NT个物理天线上，每个天线对应一个NI维的数据矢量；(3)对每根物理天线上的NI维矢量作NI点的IFFT运算，将得到的时域信号进行串并转换，添加CP；(4)用户接收信号，去CP并进行FFT变换；(5)将接收到NI维的矢量反映射到Nb的信号矢量。
设下行传输信道是准静态信道，信道长度为L。不同天线、不同路径之间都是不相关的，且接收端是理想同步。那么，用户第n根天线接收到第l个含导频OFDM符号的第j个子载波信号的频域表达式为：
其中，hn,m(j)表示第j个子载波从第m根发射天线到第n根接收天线的频域信道响应，表示天线端口到物理天线的预编码矩阵，表示第p个天线端口的第l个OFDM符号的第Ni子载波的符号，gn,m(j)表示第Ni个子载波从第p个发射端口到第n个接收天线的等效虚拟信道响应，表示第n根接收天线在第l个OFDM符号的第Ni个子载波的噪声，服从均值为0，功率为的复高斯分布。
所有的天线端口分成不同的CDM码组，同一个CDM码组天线端口的导频占用相同的时频资源，采用码分复用，公式2可写为：
属于不同CDM码组的天线端口所使用的导频采用频分复用，即它们所使用的时频资源块集各自独立、互不重叠，并且一个CDM码组使用的时频资源在另一个CDM将不传输任何信号，即置为零，故可以很容易地从公式3中提取出第i个CDM码组的导频信号，表示为：
所以，终端第n个天线接收到第i个CDM码组内天线端口的第l个OFDM符号的所有子载波的信号可表示为：
其中，gn,p＝[gn,p(1),gn,p(2),…,gn,p(Nb)]T，是从第i个CDM码组天线端口到第n根接收天线的第l个OFDM符号的复高斯白噪声向量，其维数为Nb，均值为零，方差为矩阵Pp是一个映射矩阵，是表示Nb个子载波中导频信号所占的Np个子载波的位置。为计算方便，我们这里只表示导频子载波的信号
其中，表示用于导频序列所占用子载波的信道响应。由参考信号的生成过程知导频序列的生成与天线端口号无关，令公式6可以写成：
为了表示方便，我们去掉在下面计算不会改变的上下标。因此，公式7可以化简为
从上式可以看出，下行链路系统可以简化为多个两发一收的简单系统来处理，这两个发射天线端口的导频信号采用码分复用的方式。
在LS和MMSE信道估计的方法中只是求出两两相邻导频的平均值，也就是说用长度为Np导频序列只求出Np/2个频域信道参数，没有充分利用导频信息。
因此，为了进一步的提高信道估计的准确度，本发明采用分组-插值-滤波(Grouping interpolation and merging，GIM)算法。
将公式8重写为：
y＝Xg+z (公式9)
其中，表示基站一个CDM内所有天线端口到用户的一个天线的信道混合响应。
对信道混合响应进行LS估计和MMSE滤波。
在MMSE准则下，可得信道混合响应g的MMSE估计表达式为：
在MMSE信道估计方法中，存在着矩阵求逆运算，本发明引进变换域方法，来降低MMSE估计的计算复杂度。常见的一维变换域方法有DFT信道估计、DCT信道估计，这里采用部分对称扩展的DFT变换的信道估计(PSE-DFT)。
对频域接收信号做LS估计，得到：
对得到的LS估计值做镜像对称扩展，假设每侧扩展P个点，即原来长度为Np的导频序列在两侧各镜像扩展P个点得到总长度为Np+2P的序列，其过程用数学表达式表示为：
对扩展后的序列进行DFT变换，如果镜像对称扩展中选择的P恰合使得扩展后的总长度为2的整数次幂，此时可以使用FFT算法来实现。其表达式为：
进行MMSE滤波，假设DFT变换具有良好的解相关性，经过DFT变换后的序列没有相关性，即滤波矩阵Γ可以近似为对角矩阵，其具体表达式为：
其中，需要估计相关矩阵和噪声功率假设经过DFT后的序列gd是完全不相关的，即该序列的相关矩阵是对角矩阵。每个时隙的相关阵只是一个样本点，而相关阵是一个统计量，需要大量的样本点。因此，为了增加得到准确的相关阵估计值，需要对前后相邻时隙的做平滑，设表示第s个时隙中的的值，平滑因子为α(该值一般根据仿真得到)，则 对于噪声功率的估计，假设经过DFT变换后，信道的能量只集中在有限的径上，所以剩余路径的值均为噪声，通过对这些路径上的值做平均，即可获得噪声功率的估计值。假设一共有Nσ个点为噪声(该值一般根据仿真得到)，故平均值为：
对滤波后的信号做IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)变换，得到：
对逆变换后的序列去扩展，取中间的Np个值可得到：
经过MMSE滤波的混合信道矢量可以表示：
其中，表示经过MMSE滤波后的噪声，表示第i个CDM码组内天线端口的混合信道响应。混合信道响应g是由同一个CDM码组内各个天线端口的信道响应gp与系数Cp相乘然后求和得到的。Cp是由正交掩码cp周期扩展得到的，即正交码Cp中的元素具有周期性，且周期为一个CDM码组内OCC的个数，也是一个CDM码组天线端口的个数T＝|Wi|。
根据此特性，将公式17中混合信道信息分解为多个组合信号矢量，若令
分别表示第t组组合信道响应、别表示第p个天线端口第t组信道响应、第t组组合噪声矢量，其中则：
其中，gp,t(j)＝gp(j′),j＝1,2,…,M,j′＝(j-1)×T+t；
由公式18可以知道，组合分解是指以MMSE滤波后的混合信道信息的前T个频点为起点，T为抽样间隔，分解出T组组合信号，每组组合信号为所有天线端口频域响应的一种线性组合。
对上述组合分解得到的T组组合信号进行单独插值，可以获取所有Np个频点上多天线端口频域响应的T组不同线性组合的估计值。本发明采用离散傅里叶插值方法，将做DFT变换，得到：
对DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅里叶变换)变换域的信道响应参数进行补零操作，增加信道的采样个数，得到长度为Np的信道响应：
最后对补零后的DFT域信道响应做IDFT得到Np点的信道响应：
通过公式18，可以看出组合信号即为T个天线端口的T组不相关的线性组合的估计值，将T个天线端口的信道响应参数的T个不同线性组合的估计值可以表示成矩阵再根据导频结构获取所有线性组合系数的合成矩阵，利用该合成矩阵对所有天线端口的信道参数不同线性组合的估计值进行合成，获取每个天线端口导频符号上的频域信道响应。该合成矩阵为：
其中，p∈Wi。
显然，我们可以根据T个线性不相关的方程计算出T个未知数。利用公式20的合成矩阵对对个导频点上多个天线端口信道参数不同线性组合的估计值合成，获得每个天线的信道频域响应的估计值，第t个天线端口的频域响应的估计值为：
本发明研究了一种5G下行链路基于导频辅助的分组插值-加权合并信道估计方法，首先系统采用的是频分复用(FDM)与码分复用(CDM)相结合的导频放置结构，该算法利用CDM码在频域的周期性变化，把系数组合相同的子载波提取出来作为一个组，然后每个组分别进行插值，得到所有导频点的信道信息，最后把每个组的信道信息进行合并得到每个天线端口全部导频的频域信道响应。与现有技术相比，该结构减小了导频信号的开销，并且使用同等数量的时频资源时，具有更好的性能，由于多天线端口采用CDM复用，接收端天线接收的信号是一个混合信号，利用组合分解及组合合成的方法可以求得完整的导频信息，并且降低了多采用CDM复用的天线端口信道估计方法实现的复杂度。
与LTE不同，5G下行链路的导频结构采用FDM和CDM结合的方式，其中基于FDM复用方式是指不同的天线端口占用不同的子载波集合，这样不同天线端口在频域很容易分离。CDM复用方式是指不同的天线端口占用相同的时频资源，并且使用同一个序列，不同天线端口的导频信号由该序列一个正交码相乘获得的。
本发明首先描述了5G系统物理下行共享信道(Physical Downlink SharedChannel，PDSCH)链路的参考信号，然后建立了5G系统物理下行共享信道模型。由于5G系统物理下行共享信道模型可以简化成CDM复用多天线信道模型，因此本发明主要对这个模型展开研究。经典的信道估计方法主要是LS估计和MMSE估计，在CDM复用多天线信道模型直接使用这种方法，不能得到导频所占子载波处的信道信息，并且得到的频域信道参数远远小于导频长度，例如两个天线端口采用CDM复用，得到的信道参数是导频长度的一半。为了提高信道估计的准确度，本发明提出分组插值滤波的信道估计方法，通过数学方法将多天线端口的信道信息进行分离，避免了天线端口之间的干扰。与现有技术相比，频分复用(FDM)与码分复用(CDM)相结合的导频放置结构减小了导频信号的开销，并且使用同等数量的时频资源时，具有更好的性能，由于多天线端口采用CDM复用，接收端天线接收的信号是一个混合信号，利用组合分解及组合合成的方法求得完整的导频信息，并且降低了采用CDM复用的天线端口信道估计方法实现的复杂度。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
- 上一篇：一种医用注射器针头装配设备
- 下一篇：分子通信方法及用于分子通信的接收机