具体实施方式

以下基于附图对本发明的实施方式的马达驱动装置、电动鼓风机、电动吸尘器以及干手器进行详细说明。此外，本发明不限于该实施方式。另外，以下对电连接和物理性连接不加区分而简称为“连接”来说明。

实施方式1.

图1为示出包括本发明的实施方式1的马达驱动装置2的马达驱动系统1的结构例的图。图1所示的马达驱动系统1具备单相马达12、马达驱动装置2、电池10、电压传感器20和开关102。

马达驱动装置2对单相马达12供给交流电力以驱动单相马达12。电池10为对马达驱动装置2供给直流电力的直流电源。电压传感器20为检测表示单相马达12的工作状态的物理量的检测部。具体而言，电压传感器20检测从电池10输出至马达驱动装置2的直流电压V_dc。

单相马达12被用作使未图示的电动鼓风机旋转的旋转电机。单相马达12及该电动鼓风机被搭载于如电动吸尘器及干手器那样的装置。

此外，虽然在本实施方式中电压传感器20检测直流电压V_dc，但电压传感器20的检测对象不限于从电池10输出的直流电压V_dc。电压传感器20的检测对象也可以为马达驱动装置2的输出电压即逆变器输出电压。“逆变器输出电压”与后述的“马达施加电压”同义。

马达驱动装置2具备逆变器11、控制部25和驱动信号生成部32。逆变器11连接于单相马达12，对单相马达12输出交流电压。此外，为了稳定电压，可以在电池10与逆变器11之间插入未图示的电容器。控制部25控制逆变器11输出的交流电压。

另外，马达驱动装置2具备用于检测流过单相马达12的电流、即马达电流的电流检测部22。电流检测部22为检测表示单相马达12的工作状态的物理量的检测部。具体而言，电流检测部22检测流过单相马达12的电流的电流值。关于电流检测部22，只要能够检测流过单相马达12的电流，则可以配置于任何位置。在马达驱动装置2中，可以将电流检测部22串联地配置于单相马达12的布线，也可以与逆变器11的开关元件串联地配置，也可以配置于逆变器11的电源线或接地线。另外，关于电流检测部22的电流的检测方法，可以列举通过插入电阻值已知的电阻器并检测电压值从而利用欧姆定律计算电流值的方法、使用变压器的检测方法、应用霍尔效应的检测方法等，而无论使用哪种方法只要能够检测电流即可。在本实施方式中，记载将变压器的电流传感器串联地插入于单相马达12的布线的方法。此外，在马达驱动装置2中，电流检测部22检测电流，但也可以使用将电流变换为电压的单元而执行如后述那样的控制。另外，将逆变器11设想为单相逆变器，但只要为能够驱动单相马达12的装置即可。

对控制部25输入由电压传感器20检测出的直流电压V_dc、由电流检测部22检测出的电流I_m、保护信号及从开关102输出的指令值。作为指令值可以列举由转矩引起的有效电流指令值Ip^*、转速指令值ω^*等。控制部25基于直流电压V_dc、电流I_m和指令值，生成PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)信号Q1、Q2、Q3、Q4。即，也可以说控制部25根据由电流检测部22及电压传感器20检测出的物理量来控制从逆变器11输出至单相马达12的交流电压。控制部25能够使用由电流检测部22及电压传感器20检测出的物理量来推定单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置。控制部25根据物理量即推定的转子12a的位置来控制从逆变器11输出至单相马达12的交流电压。由电流检测部22及电压传感器20检测出的物理量为表示单相马达12中转子12a在旋转方向上的位置的物理量。

开关102例如为物理开关，为电动吸尘器等中使用的手头的强运行、弱运行的切换开关等。开关102的形状有按钮式、拨动式等各种种类，但只要是将使用者的要求传达至控制部25的形状，则可以为任意形状。另外，开关102不限于物理开关，在与使用时间、状态相配合地自动切换指令值的结构的情况下，也可以为软件方面的处理。

驱动信号生成部32基于从控制部25输出的PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4，生成用于驱动逆变器11的开关元件的驱动信号S1、S2、S3、S4。驱动信号生成部32将从控制部25输出的PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4变换为用于驱动逆变器11的驱动信号S1、S2、S3、S4并输出至逆变器11。此外，关于驱动信号生成部32，可以为内置于逆变器11的构造，也可以为与控制部25形成为一体的构造，在图1中示出为一例。

单相马达12的一例为无刷马达。在单相马达12为无刷马达的情况下，在单相马达12的转子12a中，未图示的多个永磁体沿周向排列。即，单相马达12具有永磁体。这些多个永磁体以磁化方向在周向上交替反转的方式配置，形成转子12a的多个磁极。未图示的绕组缠绕于单相马达12的定子12b。在该绕组中流过交流电流。将流过单相马达12的绕组的电流适当称为“马达电流”。在本实施方式中，将转子12a的磁极数设想为4极，但转子12a的磁极数可以为4极以外的数量。

图2为示出图1所示的逆变器11的电路结构的例子的图。逆变器11具有桥接的多个开关元件51、52、53、54。开关元件51、52构成第1分支5A。在第1分支5A中，开关元件51与开关元件52串联连接。开关元件53、54构成第2分支5B。在第2分支5B中，开关元件53与开关元件54串联连接。

开关元件51、53位于高电位侧，开关元件52、54位于低电位侧。在逆变器电路中，通常，高电位侧被称为“上支路”(arm)，低电位侧被称为“下支路”。在以下的说明中，有时将第1分支5A的开关元件51称为“上支路第1元件”，将第2分支5B的开关元件53称为“上支路第2元件”。另外，有时将第1分支5A的开关元件52称为“下支路第1元件”，将第2分支5B的开关元件54称为“下支路第2元件”。

开关元件51与开关元件52的连接点6A和开关元件53与开关元件54的连接点6B构成桥接电路中的交流端。在连接点6A与连接点6B之间连接有单相马达12和用于检测流过单相马达12的电流的电流检测部22。如前所述，电流检测部22只要能够检测流过单相马达12的电流，则可以插入于任何位置，电流检测部22的电流的检测方法也没有限制。

作为多个开关元件51、52、53、54的各个开关元件，使用金属氧化膜半导体场效应晶体管即MOSFET(Metal－Oxide－Semiconductor Field－Effect Transistor)。MOSFET为FET(Field－Effect Transistor，场效应晶体管)的一例。

开关元件51中形成有在开关元件51的漏极与源极之间并联连接的体二极管51a。开关元件52中形成有在开关元件52的漏极与源极之间并联连接的体二极管52a。开关元件53中形成有在开关元件53的漏极与源极之间并联连接的体二极管53a。开关元件54中形成有在开关元件54的漏极与源极之间并联连接的体二极管54a。多个体二极管51a、52a、53a、54a各自为形成于MOSFET的内部的寄生二极管，被用作回流二极管。此外，可以另行连接回流二极管，也可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)代替MOSFET。

多个开关元件51、52、53、54不限于由硅系材料形成的MOSFET，也可以为由碳化硅、氮化镓系材料或金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。也可以是多个开关元件51、52、53、54中的至少1个开关元件由宽带隙半导体形成。

通常，宽带隙半导体与硅半导体相比耐电压以及耐热性更高。因此，通过使用宽带隙半导体作为多个开关元件51、52、53、54，能够使开关元件的耐电压性及容许电流密度变高，能够使组装有开关元件的半导体模块小型化。另外，由于宽带隙半导体的耐热性也高，因此能够实现用于将半导体模块中产生的热量散热的散热部的小型化，另外，能够实现将半导体模块中产生的热量散热的散热构造的简化。

图3为示出图1所示的控制部25的功能部位中的生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4的功能部位的框图。

在图3中，对载波比较部38输入生成后述的电压指令V_ref时使用的进行过超前角控制而得到的超前角相位θ_v和基准相位θ_e。基准相位θ_e为将转子12a自基准位置起的角度即转子机械角θ_m换算为电角而得到的相位，在无位置传感器驱动的情况下为推定出的相位。在此，“超前角相位”是指以相位来表示作为电压指令V_ref的“提前的角度”的“超前角”。另外，此处所谓的“提前的角度”是指施加于定子12b的绕组的马达施加电压与定子12b的绕组中所感应的马达感应电压之间的相位差。此外，在马达施加电压比马达感应电压提前时“提前的角度”取正值。

另外，除了超前角相位θ_v和基准相位θ_e之外，对载波比较部38还输入由载波生成部33生成的载波、直流电压V_dc、电压指令V_ref的振幅值即电压振幅指令V^*。载波比较部38基于载波、超前角相位θ_v、基准相位θ_e、直流电压V_dc及电压振幅指令V^*，生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4。

图4为示出图3所示的载波比较部38的结构例的框图。图4中示出了作为载波比较部38的一例的载波比较部38A及载波生成部33的详细结构。在图4中，在载波生成部33中设定作为载波的频率的载频f_C[Hz]。在载频f_C[Hz]的箭头前端，作为载波波形的一例示出了在“0”与“1”之间上下移动的三角波载波。逆变器11的PWM控制中有同步PWM控制和非同步PWM控制。在同步PWM控制的情况下，需要使载波与超前角相位θ_v同步。另一方面，在非同步PWM控制的情况下，不需要使载波与超前角相位θ_v同步。

如图4所示，载波比较部38A具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、乘法部38f、加法部38e、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i及输出反转部38j。

绝对值运算部38a运算电压振幅指令V^*的绝对值|V^*|。除法部38b将绝对值|V^*|除以由电压传感器20检测出的直流电压V_dc。在图4所示的结构中，除法部38b的输出为调制率。电池10的输出电压即电池电压由于使电流持续流动而变动。因此，在载波比较部38A中，通过将绝对值|V^*|除以直流电压V_dc来调节调制率的值，能够避免马达施加电压由于电池电压的下降而下降。

乘法部38c运算对基准相位θ_e加上超前角相位θ_v而得到的“θ_e+θ_v”的正弦值。乘法部38c对“θ_e+θ_v”的正弦值乘以作为除法部38b的输出的调制率。乘法部38d对作为乘法部38c的输出的电压指令V_ref乘以“1/2”。加法部38e对乘法部38d的输出加上“1/2”。乘法部38f对加法部38e的输出乘以“－1”。加法部38e的输出作为用于驱动多个开关元件51、52、53、54中的上支路的两个开关元件51、53的正侧电压指令V_ref1而被输入至比较部38g。乘法部38f的输出作为用于驱动下支路的两个开关元件52、54的负侧电压指令V_ref2而被输入至比较部38h。

比较部38g比较正侧电压指令V_ref1与载波的振幅。将比较部38g的输出反转而得到的输出反转部38i的输出为对开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出为对开关元件52的PWM信号Q2。同样地，比较部38h比较负侧电压指令V_ref2与载波的振幅。将比较部38h的输出反转而得到的输出反转部38j的输出为对开关元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出为对开关元件54的PWM信号Q4。利用输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时被接通。利用输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时被接通。

图5为示出图4所示的载波比较部38A中的主要部分的波形例的时序图。图5中示出了从加法部38e输出的正侧电压指令V_ref1的波形、从乘法部38f输出的负侧电压指令V_ref2的波形、PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4的波形和逆变器输出电压的波形。

在正侧电压指令V_ref1大于载波时，PWM信号Q1为“低(Low)”，在正侧电压指令V_ref1小于载波时，PWM信号Q1为“高(High)”。PWM信号Q2为PWM信号Q1的反转信号。在负侧电压指令V_ref2大于载波时，PWM信号Q3为“低(Low)”，在负侧电压指令V_ref2小于载波时，PWM信号Q3为“高(High)”。PWM信号Q4为PWM信号Q3的反转信号。像这样，图4所示的电路以“低有效(LowActive)”的方式构成，但也可以以各个信号为相反值的“高有效(High Active)”的方式构成。

如图5所示，逆变器输出电压的波形表示出基于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压的电压脉冲和基于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压的电压脉冲。这些电压脉冲作为马达施加电压从逆变器11被施加于单相马达12。

作为载波比较部38A生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4时使用的调制方式，已知有双极调制和单极调制。双极调制为输出在电压指令V_ref的每1个周期以正或负电位变化的电压脉冲的调制方式。单极调制为输出在电压指令V_ref的每1个周期在3个电位之间变化的电压脉冲、即变化为正电位、负电位和零电位的电压脉冲的调制方式。图5所示的波形为基于单极调制的波形。在本实施方式的马达驱动装置2中可以使用任意调制方式。此外，在需要将马达电流波形控制为更接近正弦波的用途中，优选采用谐波含量少于双极调制的单极调制。

另外，图5所示的波形可以通过在电压指令V_ref的半周期T/2的区间中使构成第1分支5A的开关元件51、52和构成第2分支5B的开关元件53、54这4个开关元件进行开关工作的方式来得到。由于是用正侧电压指令V_ref1和负侧电压指令V_ref2这双方来进行开关工作，因此该方式被称为“双侧PWM”。与此相对，还有如下方式：在电压指令V_ref的1个周期T的其中一个半周期中，使开关元件51、52的开关工作停顿，在电压指令V_ref的1个周期T中的另一个半周期中，使开关元件53、54的开关工作停顿。该方式被称为“单侧PWM”。以下对“单侧PWM”进行说明。

图6为示出图3所示的载波比较部38的其它结构例的框图。图6中示出了基于上述的“单侧PWM”的PWM信号的生成电路的一例，具体而言，示出了作为载波比较部38的一例的载波比较部38B及载波生成部33的详细结构。此外，图6所示的载波生成部33的结构与图4所示的结构相同或等同。另外，在图6所示的载波比较部38B的结构中，对与图4所示的载波比较部38A相同或等同的结构部附加相同的附图标记来示出。

如图6所示，载波比较部38B具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38k、加法部38m、加法部38n、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i及输出反转部38j。

绝对值运算部38a运算电压振幅指令V^*的绝对值|V^*|。除法部38b将绝对值|V^*|除以由电压传感器20检测出的直流电压V_dc。在图6的结构中，除法部38b的输出也为调制率。

乘法部38c运算对基准相位θ_e加上超前角相位θ_v而得到的“θ_e+θ_v”的正弦值。乘法部38c对“θ_e+θ_v”的正弦值乘以作为除法部38b的输出的调制率。乘法部38k对作为乘法部38c的输出的电压指令V_ref乘以“－1”。加法部38m对作为乘法部38c的输出的电压指令V_ref加上“1”。加法部38n对乘法部38k的输出、即电压指令V_ref的反转输出加上“1”。加法部38m的输出作为用于驱动多个开关元件51、52、53、54中的上支路的两个开关元件51、53的第1电压指令V_ref3而被输入至比较部38g。加法部38n的输出作为用于驱动下支路的两个开关元件52、54的第2电压指令V_ref4而被输入至比较部38h。

比较部38g比较第1电压指令V_ref3与载波的振幅。将比较部38g的输出反转而得到的输出反转部38i的输出为对开关元件51的PWM信号Q1，比较部38g的输出为对开关元件52的PWM信号Q2。同样地，比较部38h比较第2电压指令V_ref4与载波的振幅。将比较部38h的输出反转而得到的输出反转部38j的输出为对元件53的PWM信号Q3，比较部38h的输出为对开关元件54的PWM信号Q4。利用输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时被接通。利用输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时被接通。

图7为示出图6所示的载波比较部38B中的主要部分的波形例的时序图。图7中示出了从加法部38m输出的第1电压指令V_ref3的波形、从加法部38n输出的第2电压指令V_ref4的波形、PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4的波形和马达施加电压的波形。此外，在图7中，为方便起见，振幅值大于载波的峰值的第1电压指令V_ref3的波形部分和振幅值大于载波的峰值的第2电压指令V_ref4的波形部分用平坦的直线来表示。

在第1电压指令V_ref3大于载波时，PWM信号Q1为“低(Low)”，在第1电压指令V_ref3小于载波时，PWM信号Q1为“高(High)”。PWM信号Q2为PWM信号Q1的反转信号。在第2电压指令V_ref4大于载波时，PWM信号Q3为“低(Low)”，在第2电压指令V_ref4小于载波时，PWM信号Q3为“高(High)”。PWM信号Q4为PWM信号Q3的反转信号。像这样，图6所示的电路以“低有效(LowActive)”的方式构成，但也可以以各个信号为相反值的“高有效(High Active)”的方式构成。

如图7所示，逆变器输出电压的波形表示出基于PWM信号Q1与PWM信号Q4的差电压的电压脉冲和基于PWM信号Q3与PWM信号Q2的差电压的电压脉冲。这些电压脉冲作为马达施加电压从逆变器11被施加于单相马达12。

在图7所示的波形中，在电压指令V_ref的1个周期T的其中一个半周期中，开关元件51、52的开关工作停顿，在电压指令V_ref的1个周期T中的另一个半周期中，开关元件53、54的开关工作停顿。

另外，如图7所示，逆变器输出电压的波形为在电压指令V_ref的每1个周期在3个电位之间变化的单极调制。如前所述，可以使用双极调制来代替单极调制，但在需要将马达电流波形控制为更接近正弦波的用途中，优选为采用单极调制。

接下来，参照图8至图10的附图对本实施方式的超前角控制进行说明。图8为示出图1所示的控制部25的功能部位中的、用于计算对图4所示的载波比较部38A及图6所示的载波比较部38B输入的超前角相位θ_v的功能结构的框图。图9为示出实施方式1的控制部25的超前角相位θ_v的计算方法的一例的图。图10为用于说明图4及图6所示的电压指令V_ref与超前角相位θ_v的关系的时序图。

如图8所示，超前角相位θ_v的计算功能能够通过检测电流信号处理部41、位置推定部42、转速计算部43和超前角相位计算部44来实现。检测电流信号处理部41对由电流检测部22检测出的电流I_m进行去除噪声的信号处理。位置推定部42根据由检测电流信号处理部41去除了噪声的电流I_m，推定单相马达12的转子12a的位置。关于检测电流信号处理部41及位置推定部42的详细结构及工作将在后说明。转速计算部43基于由位置推定部42推定出的单相马达12的转子12a的推定位置，计算单相马达12的转速ω。另外，转速计算部43计算将转子12a自基准位置起的角度即转子机械角θ_m换算为电角而得到的基准相位θ_e。在图10的例子中，推定位置下降的边缘的部分被作为转子12a的基准位置。超前角相位计算部44基于由转速计算部43计算出的转速ω及基准相位θ_e，计算超前角相位θ_v。

在图9中，横轴示出转速N，纵轴示出超前角相位θ_v。如图9所示，能够使用超前角相位θ_v相对于转速N的增加而增加的函数来决定超前角相位θ_v。在图9的例子中，利用一阶线性函数来决定超前角相位θ_v，但不限于一阶线性函数。只要是随着转速N的增加而超前角相位θ_v为相同或变大的关系，也可以使用一阶线性函数以外的函数。

在图10的上部示出了由位置推定部42推定出的单相马达12的转子12a的推定位置、图1所示的转子12a自基准位置起的角度即转子机械角θ_m和将转子机械角θ_m换算为电角而得到的相位即基准相位θ_e。另外，在图10的中部，作为“例1”及“例2”，示出了两个电压指令V_ref的波形例。另外，在图10的最下部示出了转子12a沿顺时针方向旋转时的转子机械角θ_m为0°、45°、90°、135°及180°的状态。在单相马达12的转子12a中设置有4个磁体，在转子12a的外周设置有4个齿12b1。在转子12a沿顺时针方向旋转的情况下，位置推定部42推定与转子机械角θ_m相应的转子12a的位置。转速计算部43基于由位置推定部42推定出的单相马达12的转子12a的推定位置，计算换算为电角而得到的基准相位θ_e。

在图10的中部，作为“例1”示出的电压指令V_ref为超前角相位θ_v＝0时的电压指令。在超前角相位θ_v＝0的情况下，输出与基准相位θ_e相同相位的电压指令V_ref。此外，此时的电压指令V_ref的振幅是基于前述的电压振幅指令V^*而决定的。

另外，在图10的中部，作为“例2”示出的电压指令V_ref为超前角相位θ_v＝π/4时的电压指令。在超前角相位θ_v＝π/4的情况下，输出比基准相位θ_e提前作为超前角相位θ_v的分量的π/4的电压指令V_ref。

不限于上述所示的超前角控制，在单相马达12的控制中需要转子12a的准确的位置信息。马达驱动系统1在搭载位置传感器的情况下，能够基于从位置传感器输出的位置传感器信号计算基准相位θ_e，但在不搭载位置传感器的无位置传感器控制中，需要检测转子12a的位置的其它单元。

对于转子12a的位置推定，已研究了各种方式。例如，在能够通过使用磁阻转矩来进行高效驱动的3相嵌入式永磁同步电机(IPMSM：Interior Permanent MagnetSynchronous Motor)中，由于其构造，绕组的电感分量根据旋转角而变化。在3相IPMSM中，能够对施加的电压指令叠加高频，根据流过绕组的高频的电流来测定电感值以推定位置。然而，由于在该方法中叠加高频，因此存在产生高频音、转矩脉动等问题。

然而，能够通过将IPMSM的构造从3相变更为单相来解决该问题。图11为示出作为实施方式1的单相马达12的单相嵌入式永磁同步电机的结构例的图。单相构造的IPMSM形成为绕组的端子间的电感值相对于转子12a的旋转角而变化的构造。因此，马达驱动装置2能够根据该电感值的变化，与上述的位置推定同样地根据电流来推定单相马达12的转子12a的位置。

在3相IPMSM中，通常为从旋转坐标上控制马达的转速、电流等的方式。然而，在旋转坐标上，观测不到由3相IPMSM的凸极比导致的绕组的电感值的变化。因此，在使用3相IPMSM的情况下，利用前述那样的叠加比旋转角速度快的高频的方式来推定位置。与此相对，在单相IPMSM中，在旋转坐标上也观测到绕组的电感值的变化。即，在连接有逆变器11的单相马达12的端子间，单相马达12的端子间电感值根据单相马达12的旋转角而增减。因此，能够不施加高频而根据使单相马达12旋转的基波电流来推定位置。此外，在图11中图示了两极的转子12a，但不意味着对极数进行限制。

在本实施方式中，设想图11所示那样的单相IPMSM作为单相马达12。在单相马达12中，由于转子12a的凸极性，相对于旋转角度，磁通分布不均匀。因此，在单相马达12中，线圈的电感分量如图12所示根据旋转角而变化。图12为示出实施方式1的马达驱动系统1的单相马达12的电感值的变化的图。关于电感值的变化，如以下的式(1)所示。

L(θ_e)＝L_ampsin2θ_e+L_bias……(1)

在式(1)中，L_amp为电感值的振幅，L_bias为电感值的偏移(offset)，θ_e为基准相位。如图12所示，L_bias与无凸极时的电感值相当。

流过单相马达12的绕组的电流如下述所示。首先，从逆变器11施加于单相马达12的电压V_m如以下的式(2)所示。

[数学式1]

在式(2)中，V_m为逆变器施加电压，R为单相马达12的绕组的电阻，I_n为流过单相马达12的绕组的电流，e_m为感应电压。如以下那样对式(2)进行变形。

[数学式2]

[数学式3]

[数学式4]

在此，由于dt×R＜＜1，当设为dt×R≈0时，式(5)为如以下所示。

[数学式5]

V_m＝V_ampsin(θ_e+θ_v)......(7)

e_m＝e_ampsinθ_e......(8)

在此，V_amp为逆变器施加电压交流振幅，e_amp为感应电压交流振幅，θ_v为超前角相位，如果单相马达12的转数为恒定则超前角相位θ_v为常数。式(6)的V_m-e_m能够表示为以下的式(9)。

[数学式6]

V_m-e_m＝V_amp sin(θ_e+θ_v)-e_amp sinθ_e

＝V_amp(sinθ_ecosθ_v+cosθ_esinθ_v)-e_ampsinθ_c

＝V_ampsinθ_ecosθ_v+V_amp cosθ_esinθ_v-e_ampsinθ_e......(9)

当将单相马达12的转数设为恒定，将V_ampcosθ_e、V_ampsinθ_e及e_amp分别以常数表示为V_ampcosθ_e＝A、V_ampsinθ_e＝B及e_amp＝C时，式(9)能够表示为式(10)。其中，β设为如式(11)所示。

[数学式7]

[数学式8]

因此，电流I_n能够表示为式(12)。

[数学式9]

另外，根据式(1)，式(12)能够表示为式(13)。

[数学式10]

根据式(13)能够确认，电流I_n的分母的值与转子12a的位置同步地变化。在将基准相位θ_e的频率设为基准即基波1f的情况下，电流I_n的分子包含基波1f分量，电流I_n的分母包含2f分量。图13中示出对式(13)的第一项简易地进行频率解析而得到的结果。图13为示出对流过实施方式1的单相马达12的电流I_n简易地进行频率解析而得到的结果的图。在图13中，以频谱#1表示基波1f分量sinx，以频谱#2表示2f分量sin2x，以频谱#3表示使2f分量的波形具有偏移并进行除法运算而得到的1/(sin2x+offset)。用频谱#4表示sinx/(sin2x+offset)，假设这是式(13)的第一项。如以图13所示，根据频谱#4能够容易地理解电流I_n中包含的频率分量包括基波的奇数倍(2n+1)。该(2n+1)f分量包含有电感L的相位分量。因此，位置推定部42能够通过对电流I_n中包含的(2n+1)f的信号进行基于傅立叶变换的信号处理来检测相位，由此推定转子12a的位置。此外，n设为自然数。

如图13所示，在相对于基波1f分量的(2n+1)f的奇数倍谐波中，次数低的频谱的功率大，因此在高精度地检测相位时最好使用3次频率分量。然而，取决于信号处理的方法、电流检测电路的结构而不一定能够高精度地检测3次频率分量。因此，对使用5次、7次这样的奇数倍谐波中的哪个分量不进行限制。

马达驱动装置2也能够通过针对多个奇数倍频谱的各个频谱进行相位检测并进行平均化来提高相位检测的精度。例如，根据3次、5次、7次的谐波来检测相位并进行平均化。此时，由于如前所述次数低的频谱的功率大，因此为了显著地反映次数低的频谱的检测结果，马达驱动装置2可以针对平均化对每个次数进行加权。

显然的是，流过包括电感分量的电路的电流的相位相对于施加的电压的相位延迟。在根据前述的奇数倍谐波而检测出相位时，需要对该电流的延迟量进行校正。假设单相马达12的绕组电路为RL电路，预先保持绕组的参数，从而将电流的延迟设为时间常数τ并通过以下的式(14)来计算。

τ＝L_bias/R……(14)

为了提取马达电流的基波的奇数倍(2n+1)的频率分量以推定位置，需要在检测马达电流时检测该基波的奇数倍(2n+1)的频率分量。如前所述，作为检测该电流的方式，可以考虑使用电流传感器等检测器的方法、根据分流电阻的电压降计算电流的方式等各种方式。在这些电流检测中，为了去除噪声分量，通常使用低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)。但如前所述，由于位置推定需要使用电流基波的奇数倍的谐波，因此需要设计避免除掉该奇数倍谐波的LPF。

图14为示出实施方式1的检测电流信号处理部41的结构例的图。另外，图15为示出实施方式1的检测电流信号处理部41的其它结构例的图。由于绕组的电流的基波频率与马达的转速ω成比例地变化，因此同样地奇数倍谐波也与马达的转速成比例地变化。因此，如图14所示，检测电流信号处理部41准备多个截止频率不同的LPF，利用选择器电路411与当前的马达的转速对应地选择要检测的电流信号。或者如图15所示，检测电流信号处理部41也可以使用预先具有马达的最大转速fmax的3倍的截止频率的1个LPF。在任何方法中，检测电流信号处理部41只要能够检测流过绕组的电流的基波以及奇数倍谐波中的至少3次谐波分量即可。

图16为示出实施方式1的马达驱动装置2的推定单相马达12的转子12a的位置的工作的流程图。在马达驱动装置2中，电流检测部22检测电流I_m(步骤ST1)。在控制部25中，检测电流信号处理部41利用LPF从由电流检测部22检测出的电流I_m中去除噪声(步骤ST2)。位置推定部42根据由检测电流信号处理部41去除了噪声的电流I_m，取得包含相对于基波1f的3次谐波分量的电流(步骤ST3)。位置推定部42对包含3次谐波分量的电流进行傅立叶变换，提取3次分量的相位(步骤ST4)。位置推定部42根据提取出的相位来推定单相马达12的转子12a的位置(步骤ST5)。转速计算部43以后的工作如前所述。

此外，作为检测电流信号处理部41中使用的滤波器，描述了LPF，但不限于此。在检测电流信号处理部41中，带通滤波器等只要能够检测电流的基波及奇数倍谐波，则滤波器的形式无关紧要。另外，在检测电流信号处理部41中，关于滤波器，可以在电路上构成为模拟电路，也可以构成为微机内部的数字电路。

另外，对为了推定相位而使用电流值的情况进行了说明，但不限于此。当将Z设为阻抗时，电流与电压为V＝ZI这样的比例关系，因此马达驱动装置2可以直接检测施加于马达的电压，检测基波的奇数倍的频率相位并推定位置。如前所述，电压传感器20的检测对象可以为马达驱动装置2的输出电压即逆变器输出电压。即，控制部25根据输出至单相马达12的交流电压，检测包含逆变器11输出至单相马达12的交流电压的基波的2n+1倍的频率分量的电压，根据2n+1倍的频率分量来计算相位，推定单相马达12的转子12a的位置。

利用具有基于上述的单相IPMSM构造的凸极比的电感分量的位置推定方法能够在不使用位置传感器的情况下进行位置推定，与利用感应电压的方式不同，其大的优点在于马达在低速时也能够发挥该效果。

接下来，对马达驱动装置2所具备的控制部25的硬件结构进行说明。图17为示出实现实施方式1的马达驱动装置2所具备的控制部25的硬件结构的一例的图。控制部25由处理器201及存储器202来实现。

处理器201为CPU(也称为Central Processing Unit(中央处理单元)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器))或系统LSI(Large Scale Integration，大规模集成)。作为存储器202，能够例示RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器。另外，存储器202不限于这些，也可以为磁盘、光盘、压缩盘、迷你盘或DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能盘)。

如以上说明的那样，根据本实施方式，在马达驱动装置2中，控制部25根据由电流检测部22检测出的电流I_m，检测包含逆变器11输出至单相马达12的交流电压的基波的2n+1倍的频率分量的电流，根据检测出的2n+1倍的电流的频率分量来计算相位，推定单相马达12的转子12a的位置。据此，能够在抑制由于在单相马达12中搭载位置传感器而导致的成本增加、控制性恶化等的同时，有效实现单相马达12的转数控制。

实施方式2.

在实施方式2中，对实施方式1中说明过的马达驱动装置2的应用例进行说明。

图18为示出具备实施方式2的马达驱动装置2的电动鼓风机64的结构例的图。电动鼓风机64具备实施方式1中说明过的马达驱动装置2，对马达驱动装置2驱动的单相马达12安装有螺旋桨69。电动鼓风机64形成为通过马达驱动装置2使单相马达12旋转来送风或抽风的构造。

图19为示出具备实施方式2的电动鼓风机64的电动吸尘器61的结构例的图。电动吸尘器61具备与图1所示的电池10相当的电池67、图1所示的马达驱动装置2和由图1所示的单相马达12驱动的电动鼓风机64。另外，电动吸尘器61具备集尘室65、传感器68、抽吸口体63、延长管62和操作部66。

使用电动吸尘器61的使用者握持操作部66而操作电动吸尘器61。电动吸尘器61的马达驱动装置2以电池67为电源来驱动电动鼓风机64。通过驱动电动鼓风机64，从抽吸口体63进行垃圾的抽吸。抽吸的垃圾经由延长管62而汇集于集尘室65。

电动吸尘器61为单相马达12的转速从0[rpm]变动至超过10万[rpm]的产品。由于在驱动这样的单相马达12高速旋转的产品时需要高的载频，因此用以往的电流检测方式难以调节A/D变换定时，开关时间也变短，检测更加困难。因此前述的实施方式1的控制方法是适合的。

在对单相马达12输出基于电压指令的电压时，控制部25在电压指令的周期的其中一个半周期中，使上支路第1元件和下支路第1元件的开关工作停顿，在电压指令的周期中的另一个半周期中，使上支路第2元件和下支路第2元件的开关工作停顿。据此，开关损耗的增加被抑制，能够实现高效的电动吸尘器61。

另外，在实施方式的电动吸尘器61中，由宽带隙半导体形成逆变器11的开关元件51、52、53、54，从而能够通过散热部件的简化而实现小型化及轻量化。

图20为示出具备实施方式2的电动鼓风机64的干手器90的结构例的图。干手器90具备壳体91、手检测传感器92、接水部93、排水容器94、盖96、传感器97、吸气口98和电动鼓风机64。在此，传感器97为陀螺仪传感器及人体传感器中的任意传感器。在干手器90中，手插入到处于接水部93的上部的手插入部99，从而通过由电动鼓风机64执行的送风吹走水分，吹走的水分在接水部93汇集后，蓄积于排水容器94。

干手器90与图19所示的电动吸尘器61同样地，为马达转数从0[rpm]变动至超过10万[rpm]的产品。因此，在干手器90中，前述的实施方式的控制方法也是适合的，能够得到与电动吸尘器61同样的效果。

如以上说明的那样，在本实施方式中，对将马达驱动装置2应用于吸尘器61及干手器90的结构例进行了说明，而马达驱动装置2能够应用于搭载有马达的电气设备。搭载有马达的电气设备为焚化炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷机器、清洁机器、制糖果机器、制茶机器、木工机器、过塑机、纸板机器、包装机器、热风产生机、OA设备、电动鼓风机等。电动鼓风机为物品运输用、吸尘用或通常送风排风用的鼓风单元。

以上的实施方式所示的结构示出了本发明内容的一例，还能够与其它公知技术结合，也能够在不脱离本发明主旨的范围内对部分结构进行省略、变更。