具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

图1为本发明实施例提供的单极性电机驱动器的拓扑结构。参阅图1，结合图2-图3，对本实施例中单极性电机驱动器进行详细说明。

单极性电机驱动器包括单极性流出桥臂、N-1个复用桥臂、单极性流入桥臂和N相定子绕组，N为电机的总相数，N≥3。单极性流出桥臂、复用桥臂和单极性流入桥臂均由依次连接在直流母线电压节点与电源地之间的上桥臂开关和下桥臂开关组成，上桥臂开关和下桥臂开关的连接点为桥臂输出节点，桥臂输出节点的数量为N+1个，分别为图1中的节点v_l(1)、节点v_l(2)、……、节点v_l(N+1)。N相定子绕组依次等间隔设置并首尾相连引出N+1个绕组节点，N+1个绕组节点与N+1个桥臂输出节点一一对应连接。N相定子绕组分别为图1中示出的定子绕组v_p(1)、定子绕组v_p(2)、……、定子绕组v_p(N)。节点v_l(1)所在桥臂为单极性流入桥臂；节点v_l(N+1)所在桥臂为单极性流出桥臂；其余节点所在桥臂为复用桥臂。以电机的总相数N＝3为例，其对应的单极性电机驱动器的拓扑结构如图2所示；以电机的总相数N＝5为例，其对应的单极性电机驱动器的拓扑结构如图3所示。

单极性流出桥臂中，上桥臂开关的正极连接直流母线电压节点，下桥臂开关的负极连接电源地，上桥臂开关的负极连接下桥臂开关的正极。上桥臂开关为电流从正极向负极单向可控导通的功率器件，如IGBT；下桥臂开关为电流从负极向正极单向不可控导通的功率器件，如功率二极管。

复用桥臂中，上桥臂开关的正极连接直流母线电压节点，下桥臂开关的负极连接电源地，上桥臂开关的负极连接下桥臂开关的正极。上桥臂开关和下桥臂开关均为电流双向可控导通的功率器件。具体地，其上桥臂开关和下桥臂开关为设置有反并联二极管的IGBT或设置有反并联二极管的MOSFET。

单极性流入桥臂中，上桥臂开关的正极连接直流母线电压节点，下桥臂开关的负极连接电源地，上桥臂开关的负极连接下桥臂开关的正极。上桥臂开关为电流从负极向正极单向不可控导通的功率器件，如功率二极管；下桥臂开关为电流从正极向负极单向可控导通的功率器件，如IGBT。

相邻两相定子绕组之间的电角度差为Δn，且Δn与N互质。进一步地，N为奇数时，Δn的取值范围为1≤Δn≤(N-1)/2。当Δn＝(N-1)/2时，单极性电机驱动器的直流电压利用率为2，达到半桥型拓扑的两倍。N为偶数时，Δn的取值范围为1≤Δn≤0.5N-1。

具体地，以电机的第1相为参考相，定子绕组的左节点对应绕组端电压的正极，定子绕组的右节点对应绕组端电压的负极，Δn为排列间隔数，Δn的可能取值为1到(N-1)/2中与N互质的整数，每一种Δn的取值对应一种相绕组的连接顺序。对于不同相数N的多相电机而言，Δn的取值个数也不尽相同，即多相电机的相绕组连接顺序有多种方式。由于1和(N-1)/2一定与N互质，因此多相电机的相绕组至少存在着两种连接顺序。在Δn取某一特定值时，其对应的具体相绕组连接顺序和相绕组与桥臂输出节点的连接方式为：从第一相开始，将所有的定子绕组按照电角度间隔α*Δn的顺序进行排列(1，1+Δn，1+2Δn，……)并首尾相连，从而可以引出N+1个节点。将这N+1个电节点与单极性流出桥臂、N-1个复用桥臂和单极性流入桥臂的输出节点依次顺序连接，从而得到本实施例中的单极性电机驱动器。

本发明实施例还提供了一种单极性电机驱动器转矩损耗比控制方法。结合图2和图4，对本实施例中单极性电机驱动器转矩损耗比控制方法进行详细说明。方法包括操作S1-操作S3。

操作S1，计算单极性电机驱动器各桥臂中产生的总损耗，总损耗与单极性电机驱动器输出的电流相关，电流包括直流电流分量和交流电流分量。

各桥臂中产生的总损耗是指各桥臂中所有开关管所产生的损耗。以下实施例中，以单极性电机驱动器为图1-图3所示实施例中的单极性电机驱动器为例说明该控制方法的具体过程。单极性电机驱动器输出转矩的公式为：

T_e＝1.5PL_dI_acI_dc

其中，P为电机的极对数，L_δ为电机中定子电感的一次交流分量，I_ac为交流电流分量的幅值，I_dc为直流电流分量的幅值。

对于驱动N相电机的单极性电机驱动器而言，单极性流出桥臂中的电流应力平均值和有效值单极性流入桥臂中的电流应力平均值和有效值为：

复用桥臂k中的电流应力平均值和有效值分别为：

可以看出，对于图1-图3所示实施例中的单极性电机驱动器而言，单极性流出桥臂和单极性流入桥臂中的损耗与直流电流分量和交流电流分量相关，设为P_uni(I_AC,I_DC)；复用桥臂中的损耗与交流电流分量相关，设为P_mul(I_AC)，由此，单极性电机驱动器的总损耗P_sum为：

P_sum＝2×P_uni(I_AC,I_DC)+(N1)×P_mul(I_AC)

操作S2，基于总损耗和单极性电机驱动器在电机中产生的转矩构造拉格朗日函数，令拉格朗日函数对直流电流分量、交流电流分量和拉格朗日乘子对的一阶偏导数为0，得到令转矩损耗比最大时直流电流分量和交流电流分量的比值。

根据转矩公式和总损耗表达式，构造的拉格朗日函数F(I_AC,I_DC,λ)为：

F(I_AC,I_DC,λ)＝P_sum+λ(T_e ^*-1.5PL_dI_acI_dc)

其中，λ为拉格朗日乘子对；T_e ^*为参考转矩，是通过转速环的闭环控制而给定的值。令F(I_AC,I_DC,λ)对I_AC和I_DC和λ的一阶偏导数等于零，即可以得到总损耗P_sum最小时，I_AC和I_DC的比值。

进一步地，本实施例中，以驱动三相电机的单极性电机驱动器为例说明具体设计过程。三相电机电流为带直流偏置的正弦电流，其各相电流的表达式为：

由于三相单极性电机驱动器只能流通单向电流，因此I_DC比I_AC大。具体的交流电流分量与直流电流分量的比例分配如下：

对于三相电机而言，复用桥臂k中的电流应力平均值和有效值分别为：

以功率器件由恒压降的IGBT和二极管组成为例，各桥臂中的损耗与电流应力的关系如下所示：

其中，P_cond为导通损耗；P_sw为开通损耗；i_leg为流入桥臂的瞬时电流；为流入桥臂的平均电流；t_on为开关管开通时电压的上升时间；t_off为开关管关断时电压的下降时间；V_on为桥臂开关的通态电压；t_sw为桥臂开关的上升下降时间；V_dc为单极性电机驱动器的输出电压；N_s为一个基波周期内的开关次数。

对于两侧的单极性桥臂而言，其桥臂总损耗为：

对复用桥臂而言，其桥臂总损耗为：

因此，三相电机的单极性电机驱动器中4个桥臂的总损耗为：

基于其转矩公式和总损耗表达式，构造的拉格朗日函数为：

令F(I_AC,I_DC,λ)对I_AC和I_DC和λ的一阶偏导数等于零，即可以得到总损耗P_sum最小时，I_AC和I_DC的比值：

本实施例中，根据最大转矩损耗比(MTPP)计算得到直流电流分量与交流电流分量的比值达到1.74倍；现有技术中采用的最大转矩电流比(MTPA)计算得到的比值为0.707倍。代入这两种比例后发现，采用MTPP的比例时，可以使损耗降低10％以上。同时使直流比例增大后，两侧桥臂采用单极性桥臂，可以进一步降低成本体积，达到一举多得的效果。

操作S3，根据操作S2中得到的直流电流分量和交流电流分量的比值，计算各桥臂开关的PWM驱动信号，以驱动电机。

参阅图4，得到I_AC和I_DC的比值后，分别分配给q轴电流指令和0轴电流指令；其次，各电流指令与采集的电机三相电流比较，通过电流调节器实现闭环控制，得到对应的d轴、q轴以及0轴的电压；然后，再通过线性变换得到桥臂dq0轴电压，然后通过修改的PARK逆变换得到相电压的指令值，从而得到单极性电机驱动器各个桥臂开关器件的驱动信号。

参阅图2，示出了N＝5时的单极性电机驱动器拓扑，五相定子绕组等间隔相连，间隔为2。对于图2所示结构，可以发现直流电流成分仍然只流通两侧的单极性桥臂，因此产生的损耗更少，在采用MPTT控制算法分析时，直流成分的比例会增加更多，从而使系统损耗降低更多。这表明，结合MTPP的单极性电机驱动器在任意相数电机中，相比传统全桥拓扑均有较大优势，相应的功率损耗、成本体积均可有效降低，与半桥拓扑一致。同时其直流电压利用率仍然保持为2，为半桥拓扑的两倍，实现了控制性能的提升。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。