三电平辅助逆变器控制方法
阅读说明：本技术 三电平辅助逆变器控制方法 (Control method of three-level auxiliary inverter ) 是由 曾凡飞 吴强 邸峰 徐逸煌 刘巍 乔亚飞 王媛媛 于 2021-08-18 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种三电平辅助逆变器控制系统及控制方法。对滤波器输出采样,并计算有功功率和无功功率；基于有功功率和无功功率进行功率下垂控制,计算输出电压目标值和基波频率目标值；根据基波频率目标值对采样值进行坐标变换,根据坐标变换结果、输出电压目标值进行解耦计算获得基波控制分量与谐波控制分量,基于各控制分量计算补偿调制波。基于SVPWM原理,根据补偿调制波,生成三电平逆变单元的PWM调制信号。本发明可实现任意整数脉冲下任意输出基波频率的同步对称性,降低低次谐波,优化输出波形质量。(The invention provides a three-level auxiliary inverter control system and a control method. Sampling the output of the filter, and calculating active power and reactive power; performing power droop control based on the active power and the reactive power, and calculating an output voltage target value and a fundamental frequency target value; and carrying out coordinate transformation on the sampling value according to the fundamental frequency target value, carrying out decoupling calculation according to a coordinate transformation result and the output voltage target value to obtain a fundamental control component and a harmonic control component, and calculating a compensation modulation wave based on each control component. Based on SVPWM principle, according to the compensation modulation wave, PWM modulation signal of three-level inversion unit is generated. The invention can realize the synchronous symmetry of any output fundamental frequency under any integer pulse, reduce low-order harmonic and optimize the output waveform quality.)
技术领域
本发明涉及电气控制技术领域，尤其涉及一种三电平辅助逆变器控制方法。
背景技术
辅助电源为轨道交通车辆上的空调、气泵、压缩机、动态地图、电视和照明等负载提供交流电源。车辆大编组、高运量的要求使得负载容量不断增加，辅助单机容量亦不断增加；同时，由于车辆轴重限制与车底设备空间限制，辅助总重量与总体积指标却越来越小，功率大、体积小、重量轻的高功率密度的辅助电源成为发展趋势。
同时，考虑变频空调、动态地图等负载常包含不控整流电路，负载呈非线性，会为输出电压增加非特征次谐波，对辅助电源输出的波形质量提出了更高的要求。如采用三相LC滤波器滤除低次谐波(主要为5,7次等低次谐波)，需增加滤波器参数量级，重量体积将大幅增加且不经济。传统的异步SVPWM调制方式，输出电压包含特征次谐波、三次、偶次等边带谐波，如不处理会影响输出效果。为了抑制低次谐波，可采用特定谐波消去SHEPWM调制方法，消去指定次数谐波，但由于脉冲角度计算涉及超越方程，计算复杂，通常需通过离线计算查表实现，控制的动态性与灵活性较差。
此外，由于车辆对辅助系统的冗余化设计思维，车上同时设置两台或多台辅助电源设备，多台设备要求采用下垂控制无互联线可并联运行，以保证辅助系统的供电可靠性。
目前，地铁辅助电源常使用的两电平逆变器拓扑，由于开关器件损耗特性限制，在功率密度与谐波特性上很难有质的提升。使用三电平逆变器拓扑，降低每个开关器件的电压应力，且可增加输出线电压电平数，在波形上更加趋近正弦输出，在开关频率限制情况下，提高输出波形质量。
发明内容
本发明的目的在于针对三电平逆变器，提供一种控制系统及控制方法。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种三电平辅助逆变器控制系统，所述三电平辅助逆变器包括顺次连接的三电平逆变器、变压器、滤波器及负载；所述控制系统包括：
采样单元：设置在滤波器的输出端，用于采集输出电压采样值及输出电流采样值；
下垂控制单元：用于基于输出电压采样值和输出电流采样值计算有功功率P及无功功率Q，基于有功功率和无功功率计算输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0；
坐标变换单元：基于下垂控制单元计算的基波频率目标值f0确定坐标换换角度，以对输出电压采样值和输出电流采样值计算进行旋转坐标变换，得到基波电压输出值Ud与6k±1次谐波分量的电压解耦输出值U(6k±1)d、U(6k±1)q；
谐波解耦计算单元：以输出电压目标值Ur为输入目标值，以基波电压输出值Ud为目标值，进行PI控制计算，获得基波控制分量Ud0；以U(6k±1)d为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0，以U(6k±1)q为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)q0；
谐波补偿计算单元：根据基波控制分量Ud0、6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0、U(6k±1)q0，计算谐波补偿计算，获得补偿后的调制波Uα、Uβ；
同步对称调制单元：基于Uα、Uβ进行参考矢量的扇区判断，将Uα、Uβ作为调制给定波，按载波频率fs生成三电平逆变器调制信号；其中，fs＝6N*f0，随基波频率目标值f0的变化，动态调整载波频率，其中N为每个扇区采样数。
本发明一些实施例中，所述谐波补偿单元被配置为按如下方法计算补偿调制波：
Uα＝Udo*cosθ-(U(6k±1)do*cos(6k±1)θ-(-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)qo*sin(6k±1)θ)；
Uβ＝Udo*sinθ-((-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)do*sin(6k±1)θ+U(6k±1)qo*cos(6k±1)θ)。
本发明一些实施例中，所述采样单元被配置为按载波频率进行数据采样。
本发明一些实施例中，所述下垂控制单元被配置为按以下步骤计算输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0：
Ur＝311-Kq*Q；
f0＝50-Kp*P；
其中，Kq、Kp为下垂系数。
本发明一些实施例中，包括以下步骤：
S1：采样步骤：启动三电平辅助逆变系统，启动输出电流采样与输出电压采样，采样频率为载波频率fs，采样后计算有功功率P，计算无功功率Q；
S2：下垂控制步骤：基于下垂控制策略，计算输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0；
S3：坐标变换步骤：基于基波频率目标值f0，确定基波角度θ，对输出电压采样值和输出电流采样值计算进行旋转坐标变换，得到基波电压输出值Ud与6k±1次谐波分量的电压解耦输出值U(6k±1)d、U(6k±1)q，其中，k为整数；
S4：解耦计算步骤：以输出电压目标值Ur为输入目标值，以基波电压输出值Ud为目标值，进行PI控制计算，获得基波控制分量Ud0；以U(6k±1)d为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0，以U(6k±1)q为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)q0；
S5：谐波补偿计算步骤：据基波控制分量Ud0、6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0、U(6k±1)q0，计算谐波补偿计算，获得补偿后的调制波Uα、Uβ；
S6：扇区判断步骤：基于SVPWM原理，对补偿调制波Uα、Uβ判断参考矢量所在的大扇区号B，小扇区号S；
S7：脉冲调制步骤：根据伏秒平衡原理，计算矢量比较时间；根据M,N,B,S确定开关切换顺序，分配开关器件PWM脉冲占空比；根据基波给定频率f0确定载波频率fs，经一部确定三角载波波形；基于比较时间与三角载波，输出12路同步对称调制PWM脉冲。
本发明一些实施例中，所述方法进一步包括以下步骤：
S8：重复调制步骤：设i为采样个数，每个基波周期有6N次采样，如果i不大于6N，则进行一个采样位置的矢量运算，每一次采样与计算则自加1，直到采样完成一个周期6N次计算，则i置零，重新进行下一个基波周期的采样与运算。
本发明一些实施例中，步骤S5中谐波补偿单元被配置为按如下方法计算补偿调制波：
Uα＝Udo*cosθ-(U(6k±1)do*cos(6k±1)θ-(-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)qo*sin(6k±1)θ)；
Uβ＝Udo*sinθ-((-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)do*sin(6k±1)θ+U(6k±1)qo*cos(6k±1)θ)。
本发明一些实施例中，步骤S2中，输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0的计算方法为：
Ur＝311-Kq*Q；
f0＝50-Kp*P；
其中，Kq、Kp为下垂系数。
本发明在使用三电平逆变器拓扑的基础上，对传统三电平异步调制SVPWM调制策略进行改进，设计一种基于谐波补偿的可下垂控制的优化同步对称SVPWM控制策略，其有益效果在于：
(1)同步对称SVPWM调制，实现任意整数脉冲下的输出线电压波形的同步对称性，脉冲数频率值设置更佳灵活。计算方法仍为空间矢量计算方式，不涉及超越方程，实时计算动态性与灵活性更好。
(2)通过动态调整开关频率，使输出基波频率与载波频率维持固定比值，在不影响同步对称调制的情况下实现基波频率按功率下垂调节；通过对输出电压调整，可实现下垂控制可并联运行。
(3)配合谐波补偿控制策略，对滤波器无法滤除的输出低次谐波(如5次，7次…6k±1次等)进行提取，按照与同步对称SVPWM调制波相同的相位进行谐波补偿，进一步降低5次、7次…6k±1次等低次特征次谐波含量，实现三电平输出波形优化，降低总谐波畸变率，优化了输出波形质量，利于降低开关频率，提高效率，减小滤波器选型参数与散热器的选型，实现整机轻量化等。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为三电平逆变器控制系统原理图。
图2为三电平逆变器控制方法流程图。
图3为扇区定义图。
具体实施方式
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明第一实施例首先提供一种三电平逆变器控制系统。
首先，介绍三电平辅助逆变器的结构，参考图1，三电平辅助逆变器包括：
支撑电容：连接至电网电源输入，为三电平逆变器提供直流电源输入，起到对电网电源输入的支撑与滤波的作用。
三电平逆变器：将直流电逆变为交流电，可以采用现有技术中I字型拓扑或T字型拓扑结构。
工频变压器：对输入高压交流电转变为中压交流电，起到不同电压等级电源隔离与电压值变化的作用。
三相LC滤波器：将含有高次谐波的高压脉冲波形滤除高频成分，输出准正弦波形，滤波器截止频率越低滤波效果越好，但重量与体积也越大。
交流负载：由于本发明中所述的三电平辅助逆变系统应用于轨道车辆，所以负载对应为车辆上的空调、气泵、压缩机、动态地图、电视和照明等用电设备，部分负载呈非线性负载特性。
继续参考图1，三电平逆变器控制系统结构包括如下几部分。
采样单元：设置在三相LC滤波器的输出端，用于采集输出电压采样值及输出电流采样值。作为优选方案，采样单元被配置为按载波频率进行数据采样。
下垂控制单元：用于基于输出电压采样值和输出电流采样值计算有功功率P及无功功率Q，基于有功功率和无功功率计算输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0。
其中，下垂控制单元对目标值的计算方法如下：
Ur＝311-Kq*Q；
f0＝50-Kp*P；
其中，Kq、Kp为下垂系数。
通过下垂控制，可实现多台辅助变流器的并联运行。
坐标变换单元：基于下垂控制单元计算的基波频率目标值f0确定坐标换换角度，以对输出电压采样值和输出电流采样值计算进行旋转坐标变换，得到基波电压输出值Ud与6k±1次谐波分量的电压解耦输出值U(6k±1)d、U(6k±1)q，其中，k为整数；例如，以5次谐波为例，旋转变换中基波成分所用角度为θ，5次谐波所用的角度为5*θ；经坐标变换后，获得5次谐波分量的电压解耦输出值U5d、U5q。其他谐波的坐标变换过程与5次谐波相同，不再赘述。
谐波解耦计算单元：以输出电压目标值Ur为输入目标值，以基波电压输出值Ud为目标值，进行PI控制计算，获得基波控制分量Ud0；以U(6k±1)d为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0，以U(6k±1)q为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)q0。三组PI控制逻辑参考图1，经三组PI计算获得的Ud0、U(6k±1)d0、U(6k±1)q0，用于谐波补偿计算单元谐波补偿分量的计算。
谐波补偿计算单元：根据基波控制分量Ud0、6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0、U(6k±1)q0，计算谐波补偿计算，获得补偿后的调制波Uα、Uβ；
谐波补偿单元被配置为按如下方法计算补偿调制波：
Uα＝Udo*cosθ-(U(6k±1)do*cos(6k±1)θ-(-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)qo*sin(6k±1)θ)；
Uβ＝Udo*sinθ-((-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)do*sin(6k±1)θ+U(6k±1)qo*cos(6k±1)θ)。
按以上计算方法，顺次完成6k±1次谐波的计算，其中k的取值视具体的控制计算需求而定。
仍然以5次谐波为例，计算补偿调制波的方法为：
Uα＝Udo*cosθ-(U5do*cos5θ+U5qo*sin5θ)；
Uβ＝Udo*sinθ-(-U5do*sin5θ+U5qo*cos5θ)。
经过坐标变换谐波解耦计算以及谐波补偿计算过程，对滤波器无法滤除的完成指定次谐波的提取，通过对基波控制分量与谐波控制分量以同步对称调制相同的相位进行谐波补偿运算，得到谐波补偿调制的给定信号。
同步对称调制单元：基于Uα、Uβ进行参考矢量的扇区判断，将Uα、Uβ作为调制给定波，按载波频率fs生成三电平逆变器调制信号；其中，fs＝6N*f0，其中N为每个扇区采样数，载波频率随基波基波频率目标值f0的变化，使载波频率与基波频率满足固定比例，可实现动态调整载波频率，可以使不改变空间矢量相对对称位置的情况下，实现输出基波频率按照下垂控制策略调节。
本发明第二实施例提供一种三电平逆变器控制方法，参考附图2，具体包括以下步骤。
在控制系统内预先设定给定脉冲数M，每扇区采样数N，则每个基波周期的采样数为6N。
S1：采样步骤：启动三电平辅助逆变系统，三相电压电流采样单元启动输出电流采样与输出电压采样。采样频率为载波频率fs。采样后计算有功功率P，计算无功功率Q。
S2：下垂控制步骤：基于下垂控制策略，计算输出电压目标值Ur和基波频率目标值f0。
Ur＝311-Kq*Q；
f0＝50-Kp*P；
其中，Kq、Kp为下垂系数。
S3：坐标变换步骤：基于基波频率目标值f0，确定基波角度θ，对输出电压采样值和输出电流采样值计算进行旋转坐标变换，得到基波电压输出值Ud与6k±1次谐波分量的电压解耦输出值U(6k±1)d、U(6k±1)q，其中，k为整数。
S4：解耦计算步骤：以输出电压目标值Ur为输入目标值，以基波电压输出值Ud为目标值，进行PI控制计算，获得基波控制分量Ud0；以U(6k±1)d为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0，以U(6k±1)q为输入目标值，以0为目标值，进行PI控制计算，获得6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)q0。
S5：谐波补偿计算步骤：据基波控制分量Ud0、6k±1次谐波分量控制分量U(6k±1)d0、U(6k±1)q0，计算谐波补偿计算，获得补偿后的调制波Uα、Uβ；
谐波补偿单元被配置为按如下方法计算补偿调制波：
Uα＝Udo*cosθ-(U(6k±1)do*cos(6k±1)θ-(-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)qo*sin(6k±1)θ)；
Uβ＝Udo*sinθ-((-1)(6k±1)％3+1*U(6k±1)do*sin(6k±1)θ+U(6k±1)qo*cos(6k±1)θ)。
S6：扇区判断步骤：基于SVPWM原理，对补偿调制波Uα、Uβ判断参考矢量所在的大扇区号B，小扇区号S。
S7：脉冲调制步骤：根据伏秒平衡原理，计算矢量比较时间；根据M,N,B,S确定开关切换顺序，分配开关器件PWM脉冲占空比；根据基波给定频率f0确定载波频率fs，经一部确定三角载波波形；基于比较时间与三角载波，输出12路同步对称调制PWM脉冲；
S8：重复调制步骤：设i为采样个数，每个基波周期有6N次采样，如果i不大于6N，则进行一个采样位置的矢量运算，每一次采样与计算则自加1，直到采样完成一个周期6N次计算，则i置零，重新进行下一个基波周期的采样与运算。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
- 上一篇：一种医用注射器针头装配设备
- 下一篇：一种三相开关电容多电平逆变器的脉宽调制方法