阅读说明：本技术 用于说明rf通信中的多径反射现象的处理信号 (Processed signal for accounting for multipath reflection phenomenon in RF communication ) 是由 厄兹京·帕凯尔 阿里·海尔特·科内利斯·科佩拉尔 于 2021-05-19 设计创作，主要内容包括：本公开的方面可涉及射频接收器的使用,以及在此接收器中跟踪对应于OFDM多径传输信道的多径反射的多径增益和延迟。所述增益和延迟是基于信道脉冲响应的时域演进。搜索多径反射,然后使用所述多径反射来计算信道相关信息以提供信道估计,从而帮助减轻或消除接收到的信号的失真。(Aspects of the disclosure may relate to the use of a radio frequency receiver, and tracking multipath gain and delay corresponding to multipath reflections of an OFDM multipath transmission channel in such a receiver. The gain and delay are based on a time domain evolution of a channel impulse response. Multipath reflections are searched and then used to calculate channel related information to provide a channel estimate, thereby helping to mitigate or eliminate distortion of the received signal.)

具体实施方式

本公开的方面被认为适用于涉及基于RF(射频)正交频分复用(OFDM)的接收器系统的多种不同类型的设备、系统和方法。在某些实施方案中，本公开的方面已示出为在用于容易受到多径反射的损害的OFDM接收器的上下文时特别有益，并且其中提供信道状态信息，所述信道状态信息例如经由系统传输器的配置通过已知频率网格上的已知导频传输。虽然本公开不一定限于此类方面，但可从此类特定上下文中的论述理解对以下描述中的特定例子的理解。

因此，在以下描述中，阐述各种特定细节以描述本文中呈现的特定例子。然而，对本领域的技术人员应显而易见的是，可在没有下文给出的所有特定细节的情况下实践一个或多个其它例子和/或这些例子的变化形式。在其它情况下，未详细地描述众所周知的特征以免混淆本文中的例子的描述。为了便于说明，可在不同图式中使用相同参考标号以指代相同元件或相同元件的额外例子。并且，虽然在一些情况下可在单独图式中描述各方面和特征，但应了解，来自一个图式或实施例的特征可与另一图式或实施例的特征组合，即使所述组合并未明确示出或明确描述为组合。

本公开的某些特定例子是针对涉及适用于OFDM接收器的频率内插方法的方面，其中经由可以与频率网格相关联的导频提供信道状态信息。如所应用，例如，结合可使用这种基于导频的传输的基于OFDM的无线电和视频广播系统，示例方面是针对跟踪每个多径反射的单独增益和延迟，包括信道脉冲响应，以及根据OFDM符号计算一个或多个信道协方差矩阵以导出最优内插系数。这些系数可随后用于改善对由于多径干扰而引起的噪声的抑制。在此上下文中，导频可包括存在于接收到的OFDM符号中的导频，和/或(例如，经由用于在副载波下从存在于OFDM符号中的导频和经过时域内插的导频对信道进行内插的维纳-霍普夫(Wiener-Hopf)技术)从未来和过去的OFDM符号进行时间内插的导频。

在更特定实施例中，如可用于例如DRM/CDR(世界数字广播/中国数字广播)和DVB-T/T2(数字地面视频广播)等系统中的例子，这种噪声抑制改善与信道协方差相关联，所述信道协方差并非严格地假设固定(基于模型的)函数，根据本公开，滤波是自适应的，以允许增加噪声抑制电平，例如在DRM情况下对长回波信道进行1.2dB改善。

在此类特定例子中，内插系数滤波器可仅取决于多径分量的增益和延迟的实现，并且因此最优地实现多径分量之间的噪声抑制。在又其它相关实施例中，可在CDR和DVB-T/T2的类似长回波信道(单频网络用例)中以及对经由不太理想的方法解决多径干扰的其它系统类型实现另外的显著改善。

因此，根据本公开的方面的此类自适应处理准许显著改善与多径相关的噪声抑制，并且在某些特定例子中，由于所述处理的自适应(多径跟踪)性质而可以实现任何给定信道分布的最优结果。在此类自适应多径跟踪方面与基于时间的内插方法/滤波器(如下文中所论述)组合使用的某些其它实施例中，此类改善可甚至更加明显。

在更特定例子中，利用此类基于导频的OFDM传输来实施无线电和/或视频广播系统(例如，DRM/CDR和DVB-T/T2)。在一些实施例中，示例方法跟踪每个多径反射的单独增益和延迟，包括信道脉冲响应，并且根据OFDM符号计算信道协方差矩阵并导出最优维纳内插系数，这允许通过内插恢复遗漏的子信道。如上文所指示，系统和方法是例子，并且不一定意图限制本公开或可根据本公开使用各种方面的方式。

在与上述方面相关的其它特定例子中并且在上述方面上构建的一些情况下，本公开的实施例涉及RF(射频)接收器，其跟踪对应于OFDM传输的信号的多径反射的多径增益和延迟。在此上下文中，一种特定方法涉及搜索多径反射以计算信道相关信息，以及使用从信道脉冲响应数据的时域演进搜集的信息，在接收到的信号的失真减轻或消除的情况下提供信道估计。由于此失真可能会引起子信道遗漏，所以所述失真的识别和消除可能很重要。

在与以上方面相关的又其它特定例子中，多径信号的此类自适应跟踪通过计算信道相关的最优频域内插并且通过使用对应于由OFDM信号体现的多径反射中的每一个多径反射的增益和延迟的系数而促进恢复遗漏的子信道。另外，在OFDM信号以OFDM符号承载数据并且这些符号在被接收时受到多径反射的情况下，可另外实施此方法以随时间或经由基于演进的多径反射跟踪而跟踪多径反射。这可允许进行另一步骤，在所述步骤中，利用与协方差矩阵计算相关联的频率方向上的内插系数的最优集合计算接收到的信号的信道协方差矩阵。另外，通过此类基于演进的多径反射跟踪，可容易地建立与现有多径反射相关联的信息。接着可通过提取脉冲响应并且通过使当前OFDM符号的脉冲响应与先前OFDM符号的复共轭版本相关来对此所跟踪的信息进行滤波。

在根据本公开的一个特定例子中，跟踪多径反射可涉及利用匹配滤波器(或平均滤波器)对信道脉冲响应(CIR)进行卷积，以在标识现有多径反射之前另外集中多径分量的能量。此滤波可为有利的，因为此类处理(例如，IFFT)和带宽限制可能会在时间上使多径分量拖尾(smear)。另外，此类卷积可包括对于接收到的OFDM信号中的至少一个OFDM符号针对频率方向自适应地计算相关模型。在此例子中，然后获取卷积数据的导数，并且基于此导数确定多径反射在某些条件下存在。基于此导数，如果在多径反射中正斜率之后为负斜率并且这些斜率之间的距离等于用于使多径反射平滑的滤波器的长度，则确定多径反射存在。

以上例子的结果提供所有多径反射的增益和延迟的指示。这允许估计相关滞后(“滞后”是指从内插点到最近导频位置的距离)的真实自相关函数。

以上例子可以是包括RF OFDM传输器的RF OFDM接收器的一部分，所述RF OFDM接收器形成使用OFDM数据和导频符号来传输和接收信号以传输数字数据的无线电系统。

现在转向图式并且涉及上文公开的方面和实施例，图1示出了示出基于RF导频的OFDM接收器的一部分的例子。天线110可以接收多个传输，包括所需信道。所需信道信号可与直接传输一起包括一个或多个多径信号。接收器前端120与各种处理任务一起创建所需信道的解调信号。此信号被传递到多径搜索块130，所述多径搜索块130搜索并跟踪与所需信道包括在一起的任何接收到的多径信号。在多径搜索块130中发现的信息(例如，增益和延迟)被传递到信道相关计算块140，所述信道相关计算块140生成减轻或消除多径失真所需的参数/信息。相关计算块140生成的参数/信息被传递到失真计算块150，所述失真计算块150对接收到的信号执行多径失真校正，由此改善所述信号。

图2提供示出在竖直轴线中以符号数(或时间)呈现并且在水平轴线中以频率呈现的基于导频的OFDM传输的例子。图示包括所谓的增益参考或导频220，所述增益参考或导频220是已知的符号，并且在时域和频域两者中以特定周期性传输，如所示。还示出了时间内插的例子。考虑将导频与维纳滤波器系数组合的四抽头滤波器，所述维纳滤波器系数计算为：由于多普勒扩展而产生的信道的时间-方差的函数。标记为内插条目230的正方形分别用具有系数集合(0，1，2，3)的相关联导频220进行内插。与符号10和系数集合4一致的导频是通过利用相关联的4个导频重新计算所述条目来改善的现有导频。应注意，不需要估计不具有导频的所有副载波的信道。

在时间内插步骤之后的频率内插任务针对特定OFDM符号对遗漏的副载波进行计算/内插(在频率方向上)并且在时间内插之后对已经内插的副载波进行滤波，并且所述频率内插任务在图3中示出。

示例系统的一部分可以是计算最优频域内插系数的方法。为了导出最优内插系数，需要信道协方差矩阵计算。为此目的，可能需要测量由于无线信道的多径性质而产生的频率选择性。这在频率方向上在自相关函数中捕获且给出为：

在等式(3)中，H_f表示频域信道传递函数。等式(3)使用信道传递函数对频域中的所有副载波的可用性。因此，由于副载波遗漏，所以此函数无法在时间内插之后根据可用增益参考(导频)直接计算。可发现允许通过其它方式计算等式(3)的其它方法。

作为本公开的方面的另一例子，图4示出可以执行信道估计的一种方式。在图4中，在选择恰当FFT窗口的恰当时间同步之后，以上方法开始于在时间方向上提取增益参考并针对如图2所示的特定OFDM符号在时间方向上对遗漏的增益参考进行内插(块410)。应注意，已对符号10进行内插，如由内插条目230所标识。还参见图3所示的内插条目320。此步骤可以用其它时间内插方案来代替。

示例方法的其它部分可包括用于在延迟和增益方面借助于多径跟踪来提供或计算功率延迟分布的块420。功率延迟分布经由傅里叶变换与相关函数相关，并且因此，使功率延迟分布或功率延迟分布的模型特性化的数据被输入到块430。块420的功率延迟分布可被配置成通过对从时域内插增益参考获得的时域信道脉冲响应求平均来估计功率延迟分布。

通过跟踪信道脉冲响应的时域演进(例如，无线信道的多径反射)，可绕过等式(3)以计算真实自相关函数并因此计算真实信道协方差矩阵。如果已知多径反射的增益和相对位置，那么有可能计算真实自相关函数或相关函数430中的信道协方差矩阵。维纳-霍普夫计算块440使用来自自相关函数的数据，有可能同样在频域中创建信道协方差矩阵并对维纳-霍普夫等式求解，以获得最优频率内插系数。在卷积块450中，可使用在440中导出的计算出的内插系数，在存在噪声的情况下针对特定OFDM符号最优地估计信道(例如，估计遗漏的副载波)。

多径跟踪块420是一种方法的例子，所述方法允许发现多径反射，由此准许标识多径分量的增益和延迟和/或位置。一旦发现这些多径反射，就可使用那些值来计算多径分量的位置上的真实自相关函数或自适应砖墙式滤波。图5中示出了产生多径反射的有效跟踪的示例步骤。

在将辛格(sinc)窗口510应用于时间内插增益参考以获得时域中的信道脉冲响应之后，对这些时间内插增益参考执行逆FFT520。如图3中所见的这些增益参考310以特定比率N_f关于所有频点(frequency bin)进行重采样。此周期性是网络运营商/广播公司的设计参数，以及由可能希望覆盖的特定最坏情况信道分布确定的最大延迟扩展的函数τ_mmax，以及系统采样周期T_s，并且给出为N_f＜T_s/τ_mmax。用于获得时域中的脉冲响应的无混叠复本的最小IFFT大小为N_f·B_w。此处，B_w是指所使用的载流子数量(带宽)。在一个例子中，如图5中所见，针对满足此准则的DRM汽车无线电选择48kHz的系统采样速率。对于简化的实施方案，IFFT的大小可以选择为满足最小大小规范的最小幂二。

因为IFFT大小大于所使用的带宽，所以执行IFFT在时域中具有与辛格函数类似的卷积与多径反射相关联的无线信道脉冲响应的效果(类似于狄拉克(Dirac)的特性)。(应注意，在频域中设想大小与所使用的带宽相同的砖墙式滤波器，所述带宽在频域中与信道传递函数逐点相乘。此砖墙式滤波器的逆FFT是辛格函数。由于逐点相乘的傅里叶逆变换等效于卷积，所以此辛格函数将利用多径反射卷积。此外，辛格函数的主瓣的大小等于round(2·IFFTsize/B_w)。此卷积在时域中扩展反射的能量。期望在时域中看见类似于狄拉克的特性，以将反射能量聚焦成能够容易地标识所述反射的位置和增益，并限制其间由于卷积而引起的干扰。应注意，在频域中与信道传递函数执行逐点相乘的辛格函数等效于在时域中利用砖墙式滤波器对多径反射进行的卷积。有可能将此砖墙式滤波器的宽度最小化为1/IFFTsize(等于时域中1个样本持续时间的长度)。此步骤表示为块510。因此，频域中的窗口函数系数可使用等式(4)来计算。

在(4)中，K_min和K_max是指所使用的载波的最小值索引和最大值索引。

在利用IFFT计算出时域脉冲响应后，由于以相同速率对增益参考进行上采样，结果具有N_f个复本。在时间内插之后，在频域中每Nf个副载波有一个可用的内插增益参考。在此之后，内插增益参考可被视为所有副载波的N_f倍下采样。现在通过在频域中插入零而用因数N_f对这些内插增益参考进行上采样，并且此零插入在时域中产生信道脉冲响应(CIR)的复本。在替代示例实施例中，可以选择使电路系统仅对时域内插增益参考而不是表示遗漏的副载波的插入的零执行IFFT；在此情况下，可以使用较小的IFFT大小，并且不获得CIR的复本，并且窗口函数(等式4)可应用于时域内插增益参考的对应位置。

图6示出了重采样比率N_f为4的例子，因此存在信道脉冲响应的四个复本，并且这还可以应用于前一个替代性示例实施例。在时间0附近的原始“频谱”(所需的CIR610)被视为当其余部分仅为相同脉冲响应的复本时的“原始”频谱。所需的CIR的时域响应以h_t，τ表示，其中t表示时间索引(或OFDM符号索引)，并且τ表示每个OFDM符号的多径反射的延迟。多径反射呈现为具有瓣的辛格函数620，所述瓣基于IFFT大小对所使用带宽的比率而具有一定宽度。

由于需要随时间推移跟踪多径反射的演进，所以可对所提取的脉冲响应进行滤波。出于此目的，用以下方式使当前OFDM符号的脉冲响应与先前OFDM符号的复共轭版本相关。

在等式(5)中，E表示均值/期望算子，并且Real意指在时间方向上对相关性的实分量执行此计算。上标H是指复共轭运算。期望算子可通过下式以一阶IIR滤波器来实施。

y_t＝α·x_t+(1-α)·y_t-1 (6)

在等式(6)中，是到IIR滤波器的输入。这种滤波需要根据脉冲响应的样本(根据τ)来执行。要覆盖在τ维度上的范围应与所需CIR的范围/长度匹配。这基本上是保护间隔的长度，因为OFDM系统被设计成将CIR维持在保护间隔内。因此，所需的IIR滤波器的数量等于保护间隔的长度。应注意，此处存在隐式同步规范，因为所需CIR的多径反射不必从τ＝0开始。在等式(6)中，α是确定平均滤波器的拐角频率的滤波器系数。使当前脉冲响应与先前脉冲响应的复共轭相关530可被视为去噪步骤，因为对当前脉冲响应和先前脉冲响应的噪声实现是独立的。应注意，在对绝对脉冲响应求平均的情况下，未实现噪声滤波。

在此示例实施例中，一旦脉冲响应在时间方向上平均化，下一个任务就是标识多径反射的数量(在此例子中仅为2)、其增益和延迟(在τ维度上)。表示单个多径分量的辛格函数的宽度也是已知的。所述宽度等于round(2·IFFTsize/B_w)。为了能够检测，可以使用时域视图中的现有多径反射、匹配滤波或长度恰好与多径反射的主瓣(或宽度)完全匹配的平均滤波器(具有相等系数的移动窗口)或round(2·IFFTsize/B_w)。此示例实施例使用具有相等系数的平均窗口并且卷积脉冲响应的时域视图以强调对应于多径反射的辛格函数的主瓣。这示出为信号处理块540。

标识多径反射的存在还可源于对卷积输出的导数550的评估(例如，在块540处)。通过计算这些参数作为评估的一部分并检测相关斜率，可提供多径反射的指示。例如，评估可以指示仅当正斜率之后为负斜率并且这些斜率之间的距离等于滤波器的长度时才存在多径反射。因为此检查不知道斜率值，所以多径反射的强度和/或增益并不影响检测性能。在最大值提取块560中使用来自块550的数据以及来自IFFT块520的数据来提取所需的增益和延迟。

因此，与图5中使用的例子相关联的这些方面可对应于估计接收到的信号的延迟分布或提供对所述延迟分布的估计，所述估计分布基于瞬时信道脉冲响应(CIR)估计的时间平均，其中(在时间上)最可能存在瞬时CIR中的多径反射。在图5的上分支中获得的知识用于在瞬时CIR中提供受限搜索，以便如在图5的最大值提取块560中定位多径分量的增益和延迟。

继续在此例子中，如果检测到多径反射，那么在瞬时信道脉冲响应中搜索此峰值的实际增益和延迟，而不在平均CIR上进行搜索。这样做的原因是瞬时CIR表示必须估计的当前OFDM符号，并且平均CIR有助于标识多径反射的数量和要在瞬时CIR中搜索所述多径反射的位置。图7示出了示例信道实现的瞬时CIR。

图8示出了通过以上示例方法检测到的八个多径反射。上部标绘图810是平均CIR。中间标绘图820示出了在卷积上部标绘图810之后的情况，其中移动平均窗口的长度等于多径反射的主瓣的长度，即，(round(2·IFFTsize/B_w))。底部标绘图830示出了中间标绘图820的分化。通过查看分化结果的正负号来执行简单逻辑检查。正斜率(+)之后始终为负斜率(-)，其中距离等于round(2·IFFTsize/B_w)。这指示所发现的多径反射。

在存在遗漏的副载波的此类情况下，由于副载波遗漏，提供与等式(3)相关联的计算或估计可能会更加繁重。然而，在确认关于K个多径反射的增益(ρ_k)和延迟(τ_k)的此类信息后，真实自相关函数可估计为：

在等式(7)中，m表示自相关函数的滞后。要针对信道协方差矩阵计算的滞后数为N_taps·N_f，其中N_taps是指内插滤波器的抽头数，并且N_f是在时间内插之后的增益参考周期性。因此，滞后范围为0…N_taps·N_f-1。应注意，由于傅里叶变换的性质，频域中的卷积步骤等效于时域中的逐点相乘。因此，如果每个多径反射的增益和位置是已知的，那么可对时域中的瞬时CIR使用砖墙式滤波器，如图9中所给出，图9示出了示出具有不同延迟(τ₁，τ₂，τ₃)的三个多径反射的例子。时域中的此砖墙式滤波器等效于频域中的辛格函数。结合这一点，在另一特定示例实施例中，自相关函数可计算为增益和延迟由每个多径反射的估计增益(ρ_k)和延迟(τ_k)控制的辛格函数的和，并且可被视为等式(7)的代替。此公式可给出为：

m的滞后范围完全如上文限定，即，0…N_taps·N_f-1

可使用以类似于等式(2)中的时间内插滤波器计算的方式进行的维纳-霍普夫关系式或等式来计算或估计频域中的最优内插滤波器系数。应注意，频域中表示为R_ff的信道协方差矩阵在此方面可用。信道协方差矩阵可使用等式(8)计算为R_ff(k，l)＝R_f(k-l)，其中k，l＝0…N_taps-1。此处，N_taps是指对应于频率内插滤波器的抽头数。最优滤波器系数的等式给出为：

在等式(9)中计算出的系数可用于通过与时间内插信道估计的输出卷积而对遗漏的副载波进行内插。

在根据本公开的方面并且涉及至少一个非固定信道协方差矩阵的某些实验/更详细例子中，已实现令人印象深刻的结果。在此类测试中，依赖于固定信道协方差矩阵假设(或关于频域中的自相关函数的固定模型)的常规频率内插方案可用作参考点；在此方面的例子可以是可例如捕获整个CIR的宽度的单个砖墙式滤波器。根据本公开，跟踪多径反射可包括标识来自多径反射的相关信息(增益和延迟)以及允许如图9所示的自适应砖墙式滤波。此类信道相关滤波实现了(最优)噪声减少，其中砖墙式滤波器之间的噪声被滤掉，并且使性能明显优于固定相关模型。测试已示出在所示增益方面多达1.2dB的此类性能改善，并且在与基于导频的OFDM接收器一起使用时，实现了波特率、误比特率和/或通用信号接收方面的相关联性能改善。

本领域的技术人员将认识到如本文所使用的各种术语。作为例子，本说明书参考例如块、模块和/或其它电路型描绘等术语描述借助于各种电路描述和/或示出了各方面(例如，图4的参考标号410-450描绘如本文所描述的块/模块)。此类电路或电路系统可与其它元件一起使用以例证可在形式或结构、步骤、功能、操作、活动等中如何实行某些示例实施例。举例来说，在上文论述的某些实施例中，如可在图4和5所示的方法中进行的，一个或多个模块是被配置和布置成用于实施这些操作/活动的离散逻辑电路或可编程逻辑电路。在某些实施例中，此类可编程电路是一个或多个计算机电路，包括用于存储和接入将作为一组(或多组)指令执行(和/或将用作配置数据来限定可编程电路如何执行)的程序的存储器电路系统，并且可编程电路使用如由图4处所描述的算法、方法或过程来执行相关步骤、功能、操作、活动等。取决于应用，指令(和/或配置数据)可被配置成在逻辑电路系统中实施，其中指令(无论其特征是否在于目标代码、固件或软件的形式)存储于存储器(电路)中且可从存储器存取。作为另一例子，其中本说明书可参考“第一[结构类型]”、“第二[结构类型]”等，其中[结构类型]可替换成例如[“电路”、“电路系统”等]的术语，形容词“第一”和“第二”不用于暗示结构的任何描述或提供任何实质性意义；相反，这类形容词仅为英语先行词以区分一个命名类似的结构与另一个命名类似的结构(例如，“被配置成转换……的第一电路”解释为“被配置成转换……的电路”)。

基于以上论述和说明，本领域的技术人员将易于认识到可对各种实施例作出各种修改和改变，而无需严格地遵循在本文中示出并描述的示例性实施例和应用。举例来说，如图式中示例的方法可涉及以各种次序进行的步骤，其中保持本文的实施例的一个或多个方面，或可涉及更少或更多的步骤。此类修改并不脱离本公开的各方面的真实精神和范围，包括在权利要求书中阐述的方面。