具体实施方式

下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

在下文中，术语“第一”“第二”等用于在类似要素之间进行区分，且未必是用于描述特定次序或时间顺序。要理解，在适当情况下，如此使用的这些术语可替换。类似的，如果本文所述的方法包括一系列步骤，且本文所呈现的这些步骤的顺序并非必须是可执行这些步骤的唯一顺序，且一些所述的步骤可被省略和/或一些本文未描述的其他步骤可被添加到该方法。

正如背景技术所述，如果能将随温度变化的电压范围覆盖到ADC的整个输入范围中，则可以提高ADC输入范围的利用率，降低对ADC精度的要求。因此为了改善这一问题，可以提出一种拓展温度电压变化范围的温度传感器电路，作为芯片内部的温度检测模块。

如图1，所示为现有技术的基准电压源，此结构输出电压的一阶表达式如下：

ΔV_BE＝V_Tln(N)；

其中，VREF为输出电压，VBE3为Q3发射极电压，为负温度系数特性；第一电阻R1，第二电阻R2为对应电阻阻值，VT为热电压，具有正温度系数特性，N为Q1与Q2数量比值。上述表达式中，实际上是使用负温度系数和正温度系数特性电压叠加，来产生近似零温度系数的输出电压VREF。将VPTAT用作ADC的输入信号，该电压绝对温度成正比。VREF用作ADC的基准参考电压，该电压近似零温度系数特性。则ADC的量化结果可以表达如下：

请参照图2，参照VPTAT和VBE的曲线，V_PTAT在-55℃～125℃温度区间段，电压变化范围仅有300mV左右，V_REF通常为1.2V，这导致的结果是能有效利用到的ADC输入范围只有25％左右，剩余的输入动态范围被浪费掉了。

所以对ADC的输入信号进行改进，改进后的ADC量化结果如下：

其中A、B为常数，例如A＝2、B＝1。图2具体的展示在-55℃～125℃温度区间段V_PTAT、V_BE3、V_REF以及组合A·V_PTAT-B·V_BE3随温而变化的情况。

A·V_PTAT-B·V_BE3这个曲线为重新组合后温度电压信号能够覆盖到ADC输入动态范围的曲线，可以看到其能覆盖到ADC输入动态范围的90％，这样对ADC分辨率的要求就能降低3倍。

对方程进行等效变化，当A＝2、B＝1时，分子分母同时除以R₃，再令R₃＝R₂，则有如下方程式：

推断出：

可以看到方程μ′变换成了关于电流的比例方程，即ADC输入为电流信号，方便了信号的叠加，可以使电路实现大幅简化。基于此，请参照图3至图5，本发明提供了一种温度传感器，用于测试CIS芯片的温度，包括：

带隙基准和温度电流电路100，用于获取CIS芯片的温度并将温度转换成两路正温度系数电流和两路负温度系数电流；

电流控制电路200，用于将两路所述正温度系数电流和两路所述负温度系数电流中三路电路电流进行组合，以输出组合电流；

ADC300，用于将所述组合电流积分并进行模数转换，最后输出CIS温度的量化结果。

进一步的，两路正温度系数电流包括第一路正温度系数电流和第二路正温度系数电流，两路负温度系数电流包括第一路负温度系数电流和第二路负温度系数电流。

进一步的，带隙基准和温度电流电路电路100包括：带隙基准电路，用于产生基准参考电压；

温度电流源产生电路，用于产生两路正温度系数电流和两路负温度系数电流。

所述带隙基准电路包括：第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3、第四晶体管M4、第五晶体管M5、第六晶体管M6、第七晶体管M7、第八晶体管M8、第九晶体管M9、第十晶体管M10、第一电阻R1、第二电阻R2、第五电阻R5、第六电阻R6、第一三极管Q1、第二三极管Q2和第三三极管Q3。

所述温度电流源产生电路包括：第一路正温度系数电流产生电路、第二路正温度系数电流产生电路、第一路负温度系数电流产生电路和第二路负温度系数电流产生电路。进一步的，所述产生正温度系数电流的结构：正温度系数电流通过电流镜复制第五晶体管M5～第八晶体管M8的工作电流得到，负温度系数电流通过第三三极管Q3的基极-发射极的电压分别除以第三电阻R3和R4的值得到。

具体的，所述第一路正温度系数电流I_PTAT1产生电路包括：第十一晶体管M11、第十二晶体管M12。第二路正温度系数电流I_PTAT2产生电路包括：第十三晶体管M13和第十四晶体管M14。第一路负温度系数电流I_CTAT1产生电路包括：第十五晶体管M15和第三电阻R3。第二路负温度系数电流I_CTAT2产生电路包括：第十六晶体管M16和第四电阻R4。

其中：所述第七晶体管M7的栅极、所述第八晶体管M8的栅极、第十晶体管M10的栅极、第十二晶体管M12的栅极、第十四晶体管M14的栅极和第五晶体管M5的漏极端以及第五电阻R5的第一端连接，第五晶体管M5的栅极、第六晶体管M6的栅极、第九晶体管M9的栅极、第十一晶体管M11的栅极、第十三晶体管M13的栅极和所述第五电阻R5的第二端连接。第三晶体管M3的栅极、第四晶体管M4的栅极与所述第六晶体管M6的漏极端以及第六电阻R6的第一端连接，第一晶体管M1的栅极和第二晶体管M2的栅极与第六电阻R6的第二端连接。第一晶体管M1的源极连接第一电阻R1的第一端，第一电阻R1的第二端连接第一三极管Q1的发射极，第一三极管Q1的基极和集电极连接，第二晶体管M2的源极连接第二三极管Q2的发射极，第二三极管Q2的基极和集电极连接。第九晶体管M9的漏极产生基准参考电压。第九晶体管M9的漏极连接第二电阻R2的第一端，第二电阻R2的第二端连接放大器的正相输入端和第三三极管Q3的发射极，第三三极管Q3的基极和集电极连接。第十一晶体管M11的漏极产生第一路正温度系数电流I_PTAT1，第十三晶体管M13的漏极产生第二路正温度系数电流I_PTAT2，放大器AMP输出端连接第十五晶体管M15的栅极和第十六晶体管M16的栅极，放大器AMP的负向输入端连接第十五晶体管M15的源极和第十六晶体管M16的源极。第三电阻R3的第一端连接第十五晶体管M15的源极，第三电阻R3的第二端接地，第四电阻R4的第一端连接第十六晶体管M16的源极，第二端接地。第十五晶体管M15的漏极产生第一路负温度系数电流I_CTAT1，第十六晶体管M16的漏极产生第二路负温度系数电流I_CTAT2。

参照图4，本发明的电流控制电路的第一实施例包括：和所述第一路正温度系数电流I_PTAT1接入的第一开关S211，以及，和第一路负温度系数电流I_CTAT1接入的第二开关S212；通过控制所述第一开关S211的开或断以控制所述第一路正温度系数电流I_PTAT1是否接入组合电流；通过控制所述第二开关S212的开或断以控制所述第一路负温度系数电流I_CTAT1是否接入组合电流。当第一开关S211闭合，第二开关S212断开时，第一路正温度系数电流I_PTAT1、第二路正温度系数电流I_PTAT2和第二路负温度系数电流I_CTAT2作为组合电流；当第一开关S211断开，第二开关S212闭合时，第一路负温度系数电流I_CTAT1、第二路正温度系数电流I_PTAT2和第二路负温度系数电流I_CTAT2作为组合电流。

参照图6，本发明的电流控制电路的第二实施例包括：并联的第一支路和第二支路，第一支路和第二支路均具有两端；所述第一支路的一端接入所述第一路正温度系数电流I_PTAT1，另一端接入所述第一路负温度系数电流I_CTAT1；所述第二支路的一端接入所述第一路正温度系数电流I_PTAT2，另一端接入所述第一路负温度系数电流I_CTAT2；所述第一支路包括：串联的第一开关S221和第二开关S222，所述组合电流的输出端I_{INT_IN}接入在所述第一开关和第二开关之间；所述第二支路包括：串联的第三开关S223和第四开关S224以及固定参考电压V_DC，所述固定参考电压V_DC一端接入所述第一开关S221和所述第二开关S222之间，另一端接地。所述固定参考电压V_DC通过第三开关S223维持第十一晶体管M11的漏极端的电压(输出第一路正温度系数电流I_PTAT1的端口)和固定参考电压V_DC相同，以达到维持第十一晶体管M11的漏极端的电压不变的效果。或者，通过第四开关S224维持第十五晶体管M15的漏极端的电压(输出第一路负温度系数电流I_CTAT1的端口)和固定参考电压V_DC相同，以达到维持第十五晶体管M15的漏极端的电压不变的效果。第一开关S221和所述第四开关S224同时闭合或同时断开，以控制所述第一路正温度系数电流I_PTAT1是否接入组合电流；所述第二开关S222和所述第三开关S223同时闭合或同时断开，以控制所述第一路负温度系数电流I_CTAT1是否接入组合电流。具体的，所述第一开关S221和所述第四开关S224闭合时，所述第二开关S222和所述第三开关S223均断开，第一路正温度系数电流I_PTAT1、第二路正温度系数电流I_PTAT2和第二路负温度系数电流I_CTAT2接入组合电流；所述第二开关S222和所述第三开关S223闭合时，所述第一开关S221和所述第四开关S224均断开，第二路正温度系数电流I_PTAT2、第一路负温度系数电流I_CTAT1和第二路负温度系数电流I_CTAT2接入组合电流。

进一步的，所述ADC300包括：

积分器310，用于将所述组合电流转换成积分电压；

比较器320，用于将所述积分电压和固定参考电压V_DC进行比较并输出比较结果，同时，所述积分器和比较器以及控制开关形成的环路构成了一个连续型一阶一比特量化的Delta-Sigma调制器，所述Delta-Sigma调制器输出调制信号；

计数器330，对所述比较结果进行计数，并输出计数结果，同时，将所述调制信号进行解调并输出。即，计数器330可等效为降采样的数字滤波器，将Delta-Sigma调制器输出的调制信号解调成正常信号再输出，和调制器组合构成一个完整的ADC，最后输出CIS温度的量化结果。

进一步的，如果电流控制电路选用的是本发明电流控制电路的第一实施例，所述比较器320的输出结果还反馈给第一开关S211和第二开关S212，以控制所述第一开关S211和所述第二开关S212的断开或闭合。比较器的输出结果分成两路，一路直接和第二开关连接，另一路通过反相器230和第一开关S211连接，当比较器的输出结果为高电平时，第一开关断开，第二开关S212闭合；当输出结果为低电平时，第一开关S211闭合，第二开关S212闭合。第一开关S211和第二开关S212不能同时断开或同时闭合。

进一步的，所述积分器310的第一输入端接入到组合电流，所述积分器的第二输入端还接入到固定参考电压，以使得所述第一输入端的电压与所述固定参考电压相同。

进一步的，固定参考电压V_DC通常为电源电压的二分之一。电源电压通常为3.3V或者2.8V，所以固定参考电压V_DC通常为1.65V或者1.4V。

综上，在本发明实施例提供的温度传感器中，通过将两路正温度系数电流和两路负温度系数电流中的三路电路电流进行组合，以输出组合电流。然后将组合电流作为ADC的输入电流，最后对ADC对组合电流。相比现有技术的输入只有一路正温度系数电压和一路负温度系数电压，本发明实施例的输入电流为四路，方便信号的叠加，叠加后的电流扩大了温度电流变化范围，覆盖了ADC输入电压的幅度的大部分范围，可以提升温度传感器中ADC输入动态范围的利用率，从而减小对ADC精度设计的要求，从而降低ADC电路设计复杂度，最终降低电路面积和功耗，提升电路可靠性。

上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。