一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器
阅读说明：本技术 一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器 (Low-input-current-ripple high-gain soft-switching direct-current converter ) 是由 林国庆 王建 于 2021-09-08 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器。包括输入端口,负载端口,第一开关管、第二开关管,第一二极管、第二二极管、第三二极管,输入电感、耦合电感,第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容及负载；通过对两个开关管的互补控制,可以实现两个开关管的零电压导通和三个二极管的零电流关断。本发明的低输入电流纹波高增益软开关直流变换器具有电压增益高、输入电流纹波小、变换效率高、开关管电压应力小等优点,非常适合于非隔离的可再生能源发电系统。(The invention relates to a low-input-current-ripple high-gain soft-switching direct-current converter. The circuit comprises an input port, a load port, a first switch tube, a second switch tube, a first diode, a second diode, a third diode, an input inductor, a coupling inductor, a first capacitor, a second capacitor, a third capacitor, a fourth capacitor, a fifth capacitor and a load; by complementary control of the two switching tubes, zero voltage conduction of the two switching tubes and zero current turn-off of the three diodes can be realized. The low-input-current-ripple high-gain soft-switching direct-current converter has the advantages of high voltage gain, small input current ripple, high conversion efficiency, small voltage stress of a switching tube and the like, and is very suitable for a non-isolated renewable energy power generation system.)
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器。
背景技术
能源是整个人类社会发展与进步的物质基础和动力来源，随着传统化石能源的日益枯竭，以及它所造成的环境污染和全球变暖等问题日益严重，新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。目前，应用较多的新能源发电方式主要有光伏发电、燃料电池发电等，具有资源分布广、开发潜力大、环境影响小、可持续利用的特点，已成为世界各国关注和研究的热点。
由于单体光伏电池的直流输出电压等级较低，无法满足并网逆变器直流侧的电压等级要求，因此需要在发电系统的直流母线侧前端增加高升压比直流变换器来提升电压等级，确保发电系统将产生的电能注入到电网中。因此，高增益直流变换器越来越受到国内外研究学者的关注。
传统的高增益直流变换器通常通过调整耦合电感的匝比来实现各种升压功能，但是，单纯依靠调整耦合电感的匝比来实现升压存在以下问题：开关器件的电压应力高，耦合电感漏感引起的电压尖峰会增加开关管或二极管的电压应力，进一步加剧了开关器件的应力，并导致严重的电磁干扰问题，而且开关管通常为硬开关，降低了变换器的效率。
同时，对于光伏、燃料电池等新能源，升压变换器的输入电流纹波不仅会影响发电效率，而且还将影响它们的使用寿命，因此，研究低电流纹波、高电压增益、低电压应力、高效率的升压变换器具有重要意义。
发明内容
本发明的目的在于提供一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器，具有电压增益高、输入电流纹波小、变换效率高、开关管电压应力小等优点，非常适合于非隔离的可再生能源发电系统。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器，包括输入端口，负载端口，第一开关管、第二开关管，第一二极管、第二二极管、第三二极管，输入电感、耦合电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容及负载；所述输入端口的正极经输入电感与耦合电感原边的一端、第一电容的一端、第一开关管的漏极连接，输入端口的负极与第一开关管的源极、第二电容的一端、第五电容的一端、负载端口的负极连接，第一电容的另一端与第二开关管的源极、第三二极管的阴极连接，第二开关管的漏极与第五电容的另一端、负载端口的正极连接，第二电容的另一端与耦合电感原边的另一端、第三电容的一端、第一二极管的阳极连接，第三电容的另一端与耦合电感副边的一端、第二二极管的阳极连接，第四电容的一端与第二二极管的阴极、第三二极管的阳极连接，第四电容的另一端与耦合电感副边的另一端、第一二极管的阴极连接。
在本发明一实施例中，通过对两个开关管的互补控制，实现两个开关管的零电压导通和三个二极管的零电流关断。
在本发明一实施例中，第一开关管S1和第二开关管S2互补导通且留有死区时间，利用在死区时间内耦合电感的漏感与S1、S2的结电容Cs1、Cs2发生谐振实现S1的零电压软开关；利用输入电感、耦合电感的漏感与S1、S2的结电容Cs1、Cs2发生谐振实现S2的零电压软开关，因此两个开关管均可实现零电压开通，且由于耦合电感漏感的存在，所有二极管均可实现零电流关断。
在本发明一实施例中，所述高增益直流变换器的电压增益为其中，D为第一开关管导通占空比，N为耦合电感副边匝数与原边匝数的比值，Vo为输出电压，Vin为输入电压。
在本发明一实施例中，耦合电感可以等效为励磁电感Lm和理想变压器原边并联，并与耦合电感的漏感Lk串联，耦合电感原副边匝数分别为Np和Ns。
相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明低输入电流纹波高增益软开关直流变换器利用耦合电感和电容二极管升压网络提高了电压增益，利用辅助开关管控制耦合电感的漏感与开关管结电容的谐振过程实现了主开关管和辅助开关管的零电压导通以及二极管的零电流关断，具有电压增益高、输入电流纹波小、变换效率高、开关管电压应力小和可靠性高等优点。
附图说明
图1为本发明低输入电流纹波高增益软开关直流变换器原理图
图2为主要工作波形。
图3为各模态等效电路图。
图4为开关管驱动和漏源电压仿真波形。
图5为开关管和电感电流仿真波形。
图6为各电容电压仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
本发明一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器，包括输入端口，负载端口，第一开关管、第二开关管，第一二极管、第二二极管、第三二极管，输入电感、耦合电感，第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容及负载；所述输入端口的正极经输入电感与耦合电感原边的一端、第一电容的一端、第一开关管的漏极连接，输入端口的负极与第一开关管的源极、第二电容的一端、第五电容的一端、负载端口的负极连接，第一电容的另一端与第二开关管的源极、第三二极管的阴极连接，第二开关管的漏极与第五电容的另一端、负载端口的正极连接，第二电容的另一端与耦合电感原边的另一端、第三电容的一端、第一二极管的阳极连接，第三电容的另一端与耦合电感副边的一端、第二二极管的阳极连接，第四电容的一端与第二二极管的阴极、第三二极管的阳极连接，第四电容的另一端与耦合电感副边的另一端、第一二极管的阴极连接；通过对两个开关管的互补控制，实现两个开关管的零电压导通和三个二极管的零电流关断。
以下为本发明具体实现过程。
如图1所示，本发明一种低输入电流纹波高增益软开关直流变换器电路结构：包括输入端口、一个电感、一个耦合电感、两个开关管、以及由三个二极管和五个电容组成。
主开关管S1和辅助开关管S2互补导通且留有死区时间，利用在死区时间内耦合电感的漏感与开关管S1、S2的结电容Cs1、Cs2发生谐振实现开关管S1的零电压软开关；利用输入电感、耦合电感的漏感与开关管S1、S2的结电容Cs1、Cs2发生谐振实现开关管S2的零电压软开关，因此两个开关管均可实现零电压开通，且由于耦合电感漏感的存在，所有二极管均可实现零电流关断，从而解决了二极管的反向恢复问题。软开关的实现使得耦合电感漏感能量可以得到有效利用，从而降低了开关管的电压应力，可以选择低耐压等级的功率管降低变换器的成本，提高了变换器的效率。
本发明的高增益直流变换器的电压增益为远高于传统升压变换器(Boost变换器)的电压增益M＝1/(1-D)。
本发明低输入电流纹波高增益软开关直流变换器利用耦合电感和电容二极管升压网络提高了电压增益，利用辅助开关管控制耦合电感的漏感与开关管结电容的谐振过程实现了主开关管和辅助开关管的零电压导通以及二极管的零电流关断，具有电压增益高、输入电流纹波小、变换效率高、开关管电压应力小和可靠性高等优点。
工作原理：
为简化分析，作如下假设：电容C1、C2、C3、C4、Co取值足够大，电容两端电压纹波忽略不计；开关管和二极管都是理想器件。
为便于原理分析，图1中耦合电感等效为一个励磁电感Lm和理想变压器原边并联并与耦合电感的漏感Lk串联。此电路在一个开关周期内有8种工作模态，变换器主要工作波形如图2所示，各模态等效电路如图3所示，仿真波形如图4至图6所示。
该变换器开关管工作方式为：主开关管S1和辅助开关管S2互补导通且留有死区时间。
1)模态1(t0-t1)：t0时刻之前，开关管S2和二极管D1、D2处于导通状态，开关管S1和二极管D3处于关断状态。t0时刻开关管S2关断，由于并联电容Cs2的作用，S2近似零电压关断。在此阶段中，漏感Lk与电容Cs1、Cs2发生谐振，开关管S2漏源电压vds2开始从0逐渐增加，开关管S1漏源电压vds1开始逐渐减小。各电流流通路径如图3(a)所示。
2)模态2(t1-t2)：t1时刻开关管S1漏源电压vds1减小到0，其体内二极管导通，输入电源Vin对电感L1充电，电流iL1线性上升；漏感电流iLk线性减小，励磁电感电流iLm继续线性增加，由于漏感的作用，流经二极管D1、D2的电流iD1、iD2也线性减小。各电流流通路径如图3(b)所示。
3)模态3(t2-t3)：t2时刻开关管S1导通，此时S1为零电压导通。这一阶段的工作模态和上一模态相同，各电流流通路径如图3(c)所示。
4)模态4(t3-t4)：t3时刻漏感电流iLk减小到与励磁电感电流iLm相等，此时流经二极管D1、D2的电流iD1、iD2也减小到0，二极管D1、D2自然关断。电容C2、C3、C4和副边绕组串联在一起通过二极管D3和开关管S1给电容C1充电，二极管电流iD3从0开始线性上升；输出电容Co给负载Ro供电。各电流流通路径如图3(d)所示。
5)模态5(t4-t5)：t4时刻开关管S1关断，由于并联电容Cs1的作用，S1近似零电压关断。在这一阶段中，输入电感L1和漏感Lk一起与电容Cs1、Cs2发生谐振，开关管S1漏源电压vds1从0逐渐增加，开关管S2漏源电压vds2逐渐减小；各电流流通路径如图3(e)所示。
6)模态6(t5-t6)：t5时刻开关管S2漏源电压vds2减小到0，其体内二极管导通，漏感电流iLk开始线性减小，励磁电感电流iLm继续线性增加，二极管D3的电流iD3也线性减小。各电流流通路径如图3(f)所示。
7)模态7(t6-t7)：t6时刻漏感电流iLk减小到与励磁电感电流iLm相等，此时流经二极管D3的电流减小到0，二极管D3自然关断。在这一阶段中，副边绕组分别通过二极管D1、D2给电容C3、C4充电，二极管电流iD1、iD2从0线性增加；励磁电感电流iLm开始线性减小，电流iLk继续线性减小。各电流流通路径如图3(g)所示。
8)模态8(t7-t0)：t7时刻开关管S2导通，S2为零电压导通。在这一阶段中，漏感电流iLk以及励磁电感电流iLm线性减小为0后反向线性增加，输出电容Co由充电状态变化为放电状态。各电流流通路径如图3(h)所示。
至此一个完整工作周期结束，开始进入下一个工作周期。
增益分析：
假设主开关S1导通占空比为D，N为耦合电感副边匝数与原边匝数的比值，由电感L1、Lk、Lm的伏秒平衡可得各电容电压以及输出电压的表达式为：
VC2＝Vin
则变换器电压增益为：
利用saber仿真软件对电路进行仿真，仿真参数：Vin＝40V，L1＝200uH，Lk＝8uH，Lm＝100uH，C2＝47uF，C1＝C3＝C4＝10uF，Co＝100uF，Cs1＝Cs2＝2.5nF，开关频率为100kHz，主开关管占空比D＝0.6，匝比N＝2，负载Ro＝800Ω。从图4可以看出，两个开关管均实现了零电压软开关，开关管电压应力仅为100V，可以选择低耐压等级的功率管降低变换器的成本，从而提高了变换器的效率。从图5可知，满载时输入电流纹波约为1.231A，约为输入电流的25％，输入电流纹波较小，有利于提高燃料电池或光伏板的发电效率和使用寿命；而且由于耦合电感漏感的存在，解决了各二极管的反向恢复问题。从图6中可知，输出电压Vo＝393.5V，其电压增益为9.84倍，与理论分析一致。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。