具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

为了实现类似图1所示的电感线圈的电流与电压波形，本发明提出的电源系统采用图2所示的主电路电气拓扑方案，整个系统主电路主要由变压器1、高低压切换开关S1与S2、限流电感L、二极管整流电路2、过压保护电路3、H桥逆变器4及输出滤波电路5、作为负载的电感线圈6组成，其中，二极管整流电路2、过压保护电路3、H桥逆变器4、输出滤波电路5、电感线圈6依序电连接，二极管整流电路2的输入侧线路上均串联限流电感L，二极管整流电路2输出侧的正负母线之间跨接支撑电容C。

图2中的电感线圈6就是要实现电流控制的纯电感负载。

本发明中，变压器1主要用作是实现输入电压大小匹配，其为副边双绕组变压器，副边有两路电压输出线路，一路是低压输出线路，一路是高压输出线路，为二极管整流电路3提供合适的交流输入电压。连接时，低压输出线路经开关S1连接至二极管整流电路2的输入端，高压输出线路经开关S2连接至二极管整流电路2的输入端。

限流电感L是为了减缓二极管整流电路2输入侧的电压跳变时对直流侧支撑电容C充电的冲击电流，避免冲击电流过大而损坏整流二极管和直流侧支撑电容C。

二极管整流电路2的作用是将交流电压变换成后面的直流侧电压。

支撑电容C用于减少直流纹波，为了减小二极管整流输出的直流侧的纹波电压，直流侧的支撑电容C尽量取大。

过压保护电路3由耗能电阻、IGBT开关管、二极管构成，耗能电阻串联IGBT开关管形成耗能电阻支路，耗能电阻支路跨接于直流母线之间，二极管与耗能电阻并联，其阴极朝向直流正母线。在电感线圈6的能量释放过程中，能量通过H桥逆变器4的续流二极管传送到直流侧时，将引起直流侧电压上升，过压保护电路3的作用是通过控制开通耗能电阻支路的IGBT开关管，将直流侧多余的能量通过电阻消耗掉，防止直流侧过压引起IGBT器件损坏。

H桥逆变器4由四个IGBT开关管组成，作用是控制电感线圈6两端的电压，实现其目标电流波形，实现电感电流缓慢充电而快速放电，其中，IGBT开关管由于额定参数为4500V/3000A，可支撑电路工作于大功率环境，并达到高速通断控制。

输出滤波电路5由分别串联于H桥逆变器4输出端的两个电感以及两端跨接该输出端的电容组成，作用是对输出电流谐波进行滤波，进一步降低充电过程中电感线圈上的电流谐波。

本发明中，为了控制H桥逆变器4的输出电流，对H桥逆变器4的输出侧电流设置电流传感器进行实时检测采样。

为了提高输出电流的控制精度，减小高频谐波毛刺，选取高精度的电流传感器，比如为了使输出电压谐波毛刺幅值小于1V，输出电流谐波毛刺小于1A，则电流传感器的采样误差要求≤0.5A。

本发明中，设置控制器来接收电流传感器的电参数，并控制IGBT开关管、H桥逆变器4的开关导通。

常规的整流器输入电压是固定不变的，本发明的核心思想是改变交流输入电压以实现直流侧合适的电压匹配，即在T1时间段电感线圈6的电流缓慢上升到最大值的过程中，开关S1将二极管整流电路2的输入变为低压输入，其中低压输入的电压要足够小，使H桥逆变器4直流侧的直流电压足够小，从而最大限度地减小逆变出的开关频率的脉冲电压幅值，进而减小输出电流的高频谐波电流幅值至小于1A。而在电感线圈6的储能释放过程中，在T1时间段末通过切换至开关S2，切换二极管整流电路2的输入为高压输入的方式，使H桥逆变器4直流侧的直流电压足够大，大到大于或略大于电感线圈6在电流急剧下降时产生的电动势，确保H桥逆变器4在控制电感线圈6的电流按要求快速下降的同时，下降的电流波形的高频谐波幅值尽可能小。

由于整个控制过程中，二极管整流电流2的输入电压需要从低压跳变到高压，为了防止对直流侧支撑电容C充电电流过大，主电路中设置限流电感L。

另外，上述提出的切换开关可以使用接触器、断路器，也可以使用固态电子开关，如采用双向晶闸管开关或双向IGBT开关等。

为进一步实现精确控制，需要控制几个主要系统参数如下：

1)根据图1中电感线圈在T1时间段内的电流目标波形，估算出电流最大变化率di/dt,假设电感线圈的电感量为L，并假设H桥单个IGBT导通压降为U_IGBT，并假设采取的PWM调制中最大调制比为η，则直流侧母线的直流工作电压大小可按公式Udc^*＝|L×di/dt|/η+2×U_IGBT+U₀进行估算，U₀为设计裕量，根据实际调试情况可推荐在5到10伏的范围内取值，为了使输出高频谐波电压和谐波电流毛刺幅值尽可能小，在满足电流准确控制的前提下，U₀尽可能取小，参考实际IGBT的一般导通电压大小在2到3V，为简化计算，可经验取Udc^*＝|L×di/dt|+15伏。

2)根据1)的分析，在图示T1的时间段内，直流母线工作电压非常小，比如在15伏以内，而在T2时间段内，由于电感线圈的电流下降变化率较大，由此产生的反电势非常大，这就要求H桥直流侧工作电压非常高，比如大到2000V，这时直流母线电压就必须大到2010左右V。因此为了同时满足T1时间段和T2时间段对直流侧工作电压的要求，不控整流部分的输入采用开关切换的方式，在T1时间段内，开关S2断开，而开关S1闭合连接变压器低压输出端，而在T1时间段末，开关S1关断，开关S2闭合，使不控整流器切换到变压器的高压输出端。根据多次实验经验，变压器副边的交流输出电压可按Udc*/X来设计，其中X为设计系数，取值范围在1.20至1.50之间，其中1.35最佳。比如。在T1时间内，直流母线电压要求为15V时，则变压器低压输出电压额定为11V，在根据变压器的输入额定电压便可以确定变压器的低压输出时的原副边匝数比。同样，在T2时间内，直流母线电压要求为2010V时，则变压器高压输出电压额定为1489V，据此根据变压器的输入额定电压可以确定变压器的高压输出时的原副边匝数比。

具体而言，系统实施过程如下，在事先，根据T1时间段内电感线圈的电流变化率情况，参考估算公式Udc*＝|L×di/dt|+15确定该时间段内的直流电压目标值U1*，按U1*/1.35计算变压器低压输出副边应输出的低压输出电压，根据低压输出电压设置变压器的低压输出副边与原边之间的匝数比，根据T2时间段内电感线圈的电流变化率情况，按上述相同方式确定该时间段内的直流电压目标值U2*，按U2*/1.35计算变压器高压输出副边应输出的高压输出电压，根据高压输出电压设置变压器的高压输出副边与原边之间的匝数比，然后在系统运行时，执行以下步骤：

S1、控制开关S1闭合、开关S2断开，启动H桥逆变器，采取电流闭环控制和单极性倍频调制方法控制H桥逆变器的输出电流跟踪T1时间段内电感线圈电流缓慢上升的目标电流波形；

S2、T1时间段结束时刻，控制开关S2闭合、开关S1断开，采取电流闭环控制和单极性倍频调制方法控制H桥逆变器的输出电流跟踪T2时间段内电感线圈电流快速下降的目标电流波形，直至下降到0。

控制流程中H桥的电流闭环和单极性倍频调制方法是常规的控制方法，在相关专业书籍上能找到描述，这里不再阐述。

本发明是针对控制目标而提出采用一种基于二极管整流加H桥单相逆变的电气拓扑结构，并基于该主电路电气拓扑结构，提出在中间过程中通过配置切换开关，在电流上升阶段整流输入连接低压，而在电流突然下降阶段整流输入连接高压交流输入的方法，实现不同的直流匹配电压，为H桥逆变提供直流输入电压，这样能使电感线圈在充电电流从零慢慢增大过程中，电感线圈中的电流和电压谐波毛刺非常小，控制输出的谐波幅值理论上能实现尽可能接近于0,相比于在H桥的输出光采取高频滤波的传统方法效果好，能真正实现非常平滑的电流波形，避免或减小电感线圈在通流时产生的强大磁场中出现高频电磁波辐射，从而避免对周围环境和设备的电磁干扰影响。在电感线圈快速放电过程中，通过二极管整流桥交流输入电压的改变，控制H桥直流侧电压快速上升到足够高的直流电压，足以使电感线圈电流在H桥逆变输出的直流负电压作用下迅速控制降到零。从而实现前面图1提到的电流示意波形。需要重点指出的是，本发明方法采用H桥逆变来控制电感线圈的电流快速下降，比传统的仅靠电感线圈简单地带电阻消耗能量放电要好，因为仅靠电阻放电的话，放电电流的波形控制将靠等效放电电阻阻值的控制来完成，电阻等效阻值的控制远比采用H桥来实现电感线圈两端的电压控制来实现放电电流的波形复杂，实现难度也非常大。

图示2中为了得到不控整流桥的低压和高压两种交流电压，采取了变压器副边双绕组输出，由于两种电压并非同时使用，变压器也可以用副边单绕组的形式，在输出绕组上引出两组抽头，一组是低压输出抽头形成所述低压输出线路，一种是高压输出抽头形成所述高压输出线路。

为便于理解上述方案，这里列举一个简单的实例辅助理解，假设电感线圈6的电感量为600mH，其充放电电流波形大致如下图3所示，在0到50秒内，需要电源为电感线圈充电的电流从0线性递增到最大值100A，而在100秒的结束时刻，电源又必须实现电感线圈的电流从最大值100A在0.1秒内迅速放电到0。

基于前面提出的方法，参考经验公式Udc^*＝(L×di/dt)+15，，在电流上升段可取H桥的直流侧目标控制电压U1^*恒定为16.2V。在放电阶段可取直流侧目标控制电压U2^*恒定为615V。相应的，变压器低压侧额定工作电压设计为12Vac,高压侧额定工作电压设计为456V。

如图4所示，从二极管整流电路的输入从低压输入切换到高压输入时，为了缓冲直流侧支撑电容C的冲击电流，可在二极管整流电路的输出侧正母线与支撑电容C之间串接滤波电感，该电感一方面可抑制直流侧电容的冲击电流，同时也可起到电流滤波的作用，有益于减小直流侧直流电压的波动。

另外，本发明虽然详细介绍的方案是以变压器输入为三相交流电的情形，倘若只有单相交流电输入的情况下，则采取对图1和图4改进的形式如图5和图6所示型式，即输入侧(变压器、二极管整流电路)由三相变成单相。这些都应属于本专利为实现电感线圈充放电波形而提出的电气方案的专利保护范围。

本发明中，上述方法可以被编程为程序步骤及装置存储于计算机可读存储介质中，通过被控制器调用执行的方式进行实施。且计算机可读存储介质中的所述程序被控制器执行时，实现该方法。其中，所述装置应当被理解为计算机程序实现的功能模块。

在此处所提供的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。