一种全功率风电变换器及控制方法
阅读说明：本技术 一种全功率风电变换器及控制方法 (Full-power wind power converter and control method ) 是由 罗文博 吴越 李力 周月宾 陈辉祥 李燕平 谭嫣 洪彬倬 于 2021-09-27 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种全功率风电变换器及控制方法,由两个三电平变换器组成,功率器件只需要12个开关器件,6个二极管和6个快速晶闸管,相比于现有的全功率风电变换器,所用的功率器件更少,三电平的拓扑结构功率密度更高,且谐波抑制能力更强,解决了现有的风电全功率变换器功率密度低、谐波抑制能力不足以及成本高的技术问题。(The invention discloses a full-power wind power converter and a control method thereof, wherein the full-power wind power converter consists of two three-level converters, and power devices only need 12 switching devices, 6 diodes and 6 fast thyristors.)
技术领域
本发明涉及风力发电技术领域，尤其涉及一种全功率风电变换器及控制方法。
背景技术
全功率变换器即两个背靠背的AC/DC变换器，在风电机组中用于进行电能变换与送出。由于风速的变化性与不可预测性，所以风电是一直变化的，无法实现直接入网，故风电机组中的两个变换器通过不同的控制目标，把风机发出的电能的频率与幅值变换为入网许可的电能形式，最终实现并网。
由于定子侧较高的电流谐波将会使电机产生机械振动，并且会造成额外的损耗与温升，影响电机效率与寿命，而电网侧较高的谐波将会增加输电损耗，且会对电网造成不利的影响，因此，在变换器的两个交流侧(即定子侧和电网侧)，除了电压幅值与频率需要满足电机与入网需求外，其谐波也需要满足一定的要求。
在海上风电的应用领域中，风电系统同时尤为重视功率密度，因为海上平台建设成本非常高，高的功率密度有利于减少建设成本。现有的风电全功率变换器选择两个两电平AC/DC变换器，这种拓扑结构不仅功率密度低，且由于两电平变换器的结构特点，在谐波抑制能力上较弱，且所需的交流侧滤波电感值较大，占用空间大。
因此，设计一种功率密度高、谐波抑制能力好的低成本全功率风电变换器用于风电并网，是本领域技术人员亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明实施例提供了一种全功率风电变换器及控制方法，用以解决现有的风电全功率变换器功率密度低、谐波抑制能力不足以及成本高的技术问题。
有鉴于此，本发明第一方面提供了一种全功率风电变换器，包括定子侧的AC/DC变换器、上电容、下电容和电网侧的DC/AC变换器，AC/DC变换器的直流侧和DC/AC变换器的直流侧相连，上电容和下电容串接在直流侧；
AC/DC变换器包括6个第一开关器件、6个二极管和一端与定子侧输出三相绕组连接另一端与三组开关器件连接的3个电感，6个第一开关器件和6个二极管构成三相桥臂，每组开关器件包括2个串接的第一开关器件，每组开关器件并联一组二极管构成单相桥臂，每组二极管包括2个串联的二极管；
DC/AC变换器包括6个第二开关器件、6个快速晶闸管和一端与网侧三相绕组连接另一端与三组开关器件连接的3个电感，6个第二开关器件和6个快速晶闸管构成三相桥臂，每组开关器件包括2个串接的第二开关器件，每组开关器件并联一组快速晶闸管构成单相桥臂，每组快速晶闸管包括2个串联的快速晶闸管。
本发明第二方面提供了全功率风电变换器的控制方法，应用于第一方面所述的全功率风电变换器，包括：
AC/DC变换器电压控制：
将MPPT基于风机频率计算得到的最佳有功功率值指令值和风机输出的有功功率PSSC作差后送入PI控制器，得到d轴电流的参考值
将参考值与AC/DC变换器交流侧三相电流经d-q变换后的d轴电流分量isd作差后送入PI控制器，将输出叠加AC/DC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电压分量usd后得到目标d轴电压分量usd_con，送入dq坐标变换器；
将q轴电流的参考值与AC/DC变换器交流侧三相电流经d-q变换后的q轴电流分量isq作差后送入PI控制器，将输出叠加AC/DC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电压分量usq后得到目标d轴电压分量usq_con，送入dq坐标变换器；
将dq坐标变换器的输出经PWM调制器调制生成PWMs信号送至AC/DC变换器的开关管；
DC/AC变换器电压控制：
将直流侧电压与上电容电压和下电容电压和比较后作差后送入PI控制器，得到DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电流参考值
将电流参考值与DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电流分量iGd比较后送入PI控制器，将输出与交流侧三相电压经d-q变换后的d轴电压分量uGd叠加后送入dq坐标变换器，将变换结果送入PWM调制器；
将逆变器所需向网侧提供的无功功率参考值与DC/AC变换器交流侧输出的无功功率比较后送入PI控制器，得到DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电流参考值
将电流参考值与DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电流分量iGq比较后送入PI控制器，将输出与交流侧三相电压经d-q变换后的q轴电压分量uGq叠加后送入dq坐标变换器，将变换结果送入PWM调制器；
将上电容电压与下电容作差，与0比较后送入PI控制器，将PI控制器的输出送入PWM调制器；
将PWM调制器输出的PWMG调制信号送至DC/AC变换器的开关器件，将PWM调制器输出的PWMT调制信号送至DC/AC变换器的快速晶闸管。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：
本发明实施例提供的全功率风电变换器，由两个三电平变换器组成，功率器件只需要12个开关器件，6个二极管和6个快速晶闸管，相比于现有的全功率风电变换器，所用的功率器件更少，三电平的拓扑结构功率密度更高，且谐波抑制能力更强，解决了现有的风电全功率变换器功率密度低、谐波抑制能力不足以及成本高的技术问题。
同时，由于目前所使用的两电平全功率变换器具有双向功率传输功能，双向功率器件成本要比单向功率器件的成本高，而对于风机来说，除了启动过程需要功率反送，一般都处于功率正送的工况中(即风机到电网的方向)，因而，为了节约成本，本发明中将风电变换器改造为单向输电拓扑，进一步降低了成本，至于启动能量则可另外由其他技术手段提供。
附图说明
图1为本发明实施例中提供的全功率风电变换器的电路结构图；
图2为本发明实施例中提供的全功率风电变换器的控制方法的AC/DC变换器控制部分的原理框图；
图3为本发明实施例中提供的全功率风电变换器的控制方法的DC/AC变换器控制部分的原理框图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了便于理解，请参阅图1，图1为本发明实施例中全功率风电变换器的电路结构图，如图1所示，本发明中提供的全功率风电变换器包括定子侧(Generator)的AC/DC变换器、上电容Cup、下电容Cdown和电网侧(Grid)的DC/AC变换器，AC/DC变换器的直流侧和DC/AC变换器的直流侧相连，上电容Cup和下电容Cdown串接在直流侧；
AC/DC变换器包括6个第一开关器件S1-S6、6个二极管d1-d6和一端与定子侧输出三相绕组连接另一端与三组开关器件连接的3个电感(LSA、LSB、LSC)，6个第一开关器件S1-S6和6个二极管d1-d6构成三相桥臂，每组开关器件包括2个串接的第一开关器件，每组开关器件并联一组二极管构成单相桥臂，每组二极管包括2个串联的二极管；
DC/AC变换器包括6个第二开关器件S7-S12、6个快速晶闸管T1-T6和一端与网侧三相绕组连接另一端与三组开关器件连接的3个电感(LGA、LGB、LGC)，6个第二开关器件S7-S12和6个快速晶闸管T1-T6构成三相桥臂，每组开关器件包括2个串接的第二开关器件，每组开关器件并联一组快速晶闸管构成单相桥臂，每组快速晶闸管包括2个串联的快速晶闸管。
如图1所示，定子侧的AC/DC变换器采用Vienna整流器拓扑结构。Vienna整流器的主功率拓扑采用了6个开关管与6个二极管，与传统的两电平变换器(6个开关管与6个二极管)相比采用的功率器件个数相同，但是三电平的拓扑结构使得其功率密度更高、滤波效果更好。与传统NPC三电平拓扑相比，Vienna整流器所使用的开关器件更少)(传统NPC三电平拓扑定子侧变换器使用了6个开关管，12个二极管；电网侧变换器使用了12个开关管，6个二极管)。
电网侧的DC/AC变换器采用的拓扑结构类似于Vienna整流器，但是与Vienna整流器的功率流动方向相反。由于二极管的单向导通特性，Vienna整流器的功率流动方向只能是从交流侧到直流侧，而这里采用的电网侧DC/AC变换器的功率流动方向只能是从直流侧到交流侧。相比于传统的两电平拓扑或者三电平NPC变换器，该拓扑同样具有开关器件少、功率密度高、滤波能力强的特点。
本发明实施例提供的全功率风电变换器，由两个三电平变换器组成，功率器件只需要12个开关器件，6个二极管和6个快速晶闸管，相比于现有的全功率风电变换器，所用的功率器件更少，三电平的拓扑结构功率密度更高，且谐波抑制能力更强，解决了现有的风电全功率变换器功率密度低、谐波抑制能力不足以及成本高的技术问题。
同时，由于目前所使用的两电平全功率变换器具有双向功率传输功能，双向功率器件成本要比单向功率器件的成本高，而对于风机来说，除了启动过程需要功率反送，一般都处于功率正送的工况中(即风机到电网的方向)，因而，为了节约成本，本发明中将风电变换器改造为单向输电拓扑，进一步降低了成本，至于启动能量则可另外由其他技术手段提供。
为了便于理解，请参阅图2和图3，本发明中还提供了用于图1中的全功率变换器的控制方法，包括：
AC/DC变换器电压控制：
将MPPT基于风机频率计算得到的最佳有功功率值指令值和风机输出的有功功率PSSC(即流入AC/DC变换器的有功功率)作差后送入PI控制器，得到d轴电流的参考值
将参考值与AC/DC变换器交流侧三相电流经d-q变换后的d轴电流分量isd作差后送入PI控制器，将输出叠加AC/DC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电压分量usd后得到目标d轴电压分量usd_con，送入dq坐标变换器；
将q轴电流的参考值与AC/DC变换器交流侧三相电流经d-q变换后的q轴电流分量isq作差后送入PI控制器，将输出叠加AC/DC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电压分量usq后得到目标d轴电压分量usq_con，送入dq坐标变换器；
将dq坐标变换器的输出经PWM调制器调制生成PWMs信号送至AC/DC变换器的开关管；
DC/AC变换器电压控制：
将直流侧电压与上电容电压和下电容电压和比较后作差后送入PI控制器，得到DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电流参考值
将电流参考值与DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的d轴电流分量iGd比较后送入PI控制器，将输出与交流侧三相电压经d-q变换后的d轴电压分量uGd叠加后送入dq坐标变换器，将变换结果送入PWM调制器；
将逆变器所需向网侧提供的无功功率参考值与DC/AC变换器交流侧输出的无功功率比较后送入PI控制器，得到DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电流参考值
将电流参考值与DC/AC变换器交流侧三相电压d-q变换后的q轴电流分量iGq比较后送入PI控制器，将输出与交流侧三相电压经d-q变换后的q轴电压分量uGq叠加后送入dq坐标变换器，将变换结果送入PWM调制器；
将上电容电压与下电容作差，与0比较后送入PI控制器，将PI控制器的输出送入PWM调制器；
将PWM调制器输出的PWMG调制信号送至DC/AC变换器的开关器件，将PWM调制器输出的PWMT调制信号送至DC/AC变换器的快速晶闸管。
对于定子侧的AC/DC变换器来说，其控制目标是控制风力发电机(简称风机)的有功功率的输出与降低风机无功输出的功能，其控制框图如图2所示。根据风机频率frotor，利用MPPT计算最佳的有功功率指令(功率外环的参考值)，再通过PI控制器得到d轴电流的参考值最终通过电流内环得到d轴的目标控制电压量usd_con。q轴只有电流换，电流换的参考值为根据此时风机的无功需求所设定的值。将q轴电流的参考值与AC/DC变换器交流侧三相电流经d-q变换后的q轴电流分量isq作差后送入PI控制器。将最终生成的生成PWMs脉冲信号送至AC/DC变换器的开关管，完成整流环节的控制过程。
对于网侧的DC/AC变换器来说，其控制目标是控制直流侧的电压，使其保持稳定，并且实现电网侧的并网功能，其控制框图如图3所示。DC/AC变换器的控制环节存在3个控制环，分别是d轴控制环、q轴控制环和直流电容电压平衡环。d轴控制环由电压外环和电流内环组成，电压外环的参考值为设定的直流侧电压，q轴的参考值为DC/AC变换器所需向网侧提供的无功功率参考值。DC/AC变换器的电流内环控制方法与AC/DC变换器整流器的电流内环控制方法相同。电容电压平衡环的目标是使直流侧串联的两个电容(即上电容和下电容)电压保持均分。最终三个环节的输出经过调制环节，转化为开关器件S7-S12的脉冲信号PWMG和快速晶闸管T1-T6的脉冲信号PWMT，完成逆变的控制环节。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。