具体实施方式

[第一实施例]

现在将参考附图来描述本发明的实施例。图1是示出了根据本发明的第一实施例的IQ调制器的配置的平面图。IQ调制器包括：输入波导10；1×2MMI耦合器11，将通过输入波导10传播的解复用到两个系统；波导12和13，引导由1×2MMI耦合器11解复用的两个光分量；1×2MMI耦合器14，将通过波导12传播的光解复用到两个系统；1×2MMI耦合器15，将通过波导13传播的光解复用到两个系统；波导16和17(第一臂波导和第二臂波导)，引导由1×2MMI耦合器14解复用的两个光分量；波导18和19(第一臂波导和第二臂波导)，引导由1×2MMI耦合器15解复用的两个光分量；输入侧引线20和21(第一输入侧引线和第二输入侧引线)，由导体制成并被配置为将I调制信号施加到波导16和17；输入侧引线22和23(第一输入侧引线和第二输入侧引线)，由导体制成并被配置为将Q调制信号施加到波导18和19；相位调制电极线24和25(第一相位调制电极和第二相位调制电极线)，由导体制成并连接到输入侧引线20和21；相位调制电极线26和27(第一相位调制电极和第二相位调制电极线)，由导体制成并连接到输入侧引线22和23；输出侧引线28和29(第一输出侧引线和第二输出侧引线)，由导体制成并连接到相位调制电极线24和25；输出侧引线30和31(第一输出侧引线和第二输出侧引线)，由导体制成并连接到相位调制电极线26和27；电极32和33(第一电极和第二电极)，由导体制成并被配置为将从相位调制电极线24和25提供的I调制信号施加到波导16和17；以及电极34和35(第一和第二电极)，由导体制成并被配置为将从相位调制电极线26和27提供的Q调制信号施加到波导18和19。

IQ调制器还包括：电极36到39，由导体制成并被配置为调整通过波导16到19传播的调制信号光分量的相位；2×1MMI耦合器40，复用通过波导16和17传播的两个系统的信号光分量；2×1MMI耦合器41，复用通过波导18和19传播的两个系统的信号光分量；波导42，引导来自2×1MMI耦合器40的输出光；波导43，引导来自2×1MMI耦合器41的输出光；相位调整电极44和45，由导体制成并被配置为调整通过波导42和43传播的信号光分量的相位；2×1MMI耦合器46，复用通过波导42和43传播的两个系统的信号光分量；输出波导47；接地线48，由导体制成并设置在输入侧引线20、相位调制电极线24和输出侧引线28的外侧；接地线49，由导体制成并设置在输入侧引线21、相位调制电极线25和输出侧引线29以及输入侧引线22、相位调制电极线26和输出侧引线30之间；接地线50，由导体制成并设置在输入侧引线23、相位调制电极线27和输出侧引线31的外侧；以及终端电阻51至54，连接到输出侧引线28至31的端部。

图2是沿线a-a’截取的根据本实施例的IQ调制器的截面图。参考图2，附图标记60表示n-InP层；61表示由InP制成的下包层；62表示半导体核心层；63表示由InP制成的上包层；64表示SI-InP基板；65表示形成在n-InP层60上的电介质层。

如图2中所示，输入侧引线20至23、相位调制电极线24至27、输出侧引线28至31、以及接地线48至50形成在电介质层65上。

接下来将更详细地描述这些高频线图案。根据本实施例的高频线图案包括作为基本结构的GSSG(地信号地(Ground Signal Ground))差分共面线，该差分共面线包括两个信号线和两个接地线，均形成在由低k材料制成的电介质层65上。

在本实施例中，使用I调制信号作为输入的半导体MZ光学调制器和使用Q调制信号作为输入的半导体MZ光学调制器并置在基板上，并且I调制信号侧上的半导体MZ光学调制器的高频线图案和Q调制信号侧上的半导体MZ光学调制器的高频线图案共享中央处的接地线49。

信号线由三个部分形成，即，输入侧引线20至23的部分、相位调制电极线24至27的部分、以及输出侧引线28至31的部分，并且所有部分形成具有阻抗匹配的差分线结构(GSSG配置)。由于形成了差分线配置，因此调制器可以由具有高能效的差分输入信号(差分驱动器)驱动。

I调制信号从形成在SI-InP基板64上的差分驱动器(未示出)输入到输入侧引线20，并且与其互补的I调制信号(条I)从差分驱动器输入到输入侧引线21。类似地，Q调制信号从差分驱动器输入到输入侧引线22，并且与其互补的Q调制信号(条Q)从差分驱动器输入到输入侧引线23。

输出侧引线28至31的端部被终端电阻51至54终接。

接地线48至50中的每个接地线的一端(图1中的左端部)连接到差分驱动器的地。

1×2MMI耦合器14、波导16和17、输入侧引线20和21、相位调制电极线24和25、输出侧引线28和29、电极32和33、以及2×1MMI耦合器40构成I调制信号侧上的半导体MZ光学调制器。半导体MZ光学调制器根据从电极32和33施加到波导16和17的Q调制信号来调制通过波导16和17传播的光分量的相位。

类似地，1×2MMI耦合器15、波导18和19、输入侧引线22和23、相位调制电极线26和27、输出侧引线30和31、电极34和35、以及2×1MMI耦合器41构成Q调制信号侧上的半导体MZ光学调制器。半导体MZ光学调制器根据从电极34和35施加到波导18和19的Q调制信号来调制通过波导18和19传播的光分量的相位。

2×1MMI耦合器40复用通过波导16和17传播的调制信号光分量。2×1MMI耦合器41复用通过波导18和19传播的调制信号光分量。通过将电压施加到相位调整电极44和45，可以执行相位调整，使得从2×1MMI耦合器40输出的I侧信号光与从2×1MMI耦合器41输出的Q侧信号光之间的相位差变为90。

2×1MMI耦合器46复用通过波导42传播的I侧信号光和通过波导43传播的Q侧信号光，从而获得IQ调制光学信号。在本实施例中，可以以这种方式实现IQ调制器。

接下来将依次描述本实施例的特征配置。相位调制电极线24至27与构成半导体MZ光学调制器的波导16至19平行设置。

连接到相位调制电极线24到27的输入侧引线20到23需要形成在与相位调制电极线24到27相同的直线上。此外，该结构优选地完全没有弯曲。这是因为在输入侧引线20至23中，如果在差分线结构中发生弯曲，则由于由弯曲部分引起的相位差的影响而可能会出现共模，并因此，可能使差分传输特性很大程度地劣化，可能会发生谐振，或者信号可能被弯曲部分反射并返回到驱动器侧以使驱动器的驱动力很大程度地劣化。

而且，如果在输入侧引线20至23中发生弯曲，则与直线线路相比，线路长度增加，并且这增加了传播损耗且还产生弯曲损耗。为此，差分信号的高频特性劣化。特别地，输入侧引线20至23中的损耗直接引起调制频带的劣化。因此，为了实现较宽的频带，重要的是最小化输入侧引线20至23中的损耗。

为了最小化输入侧引线20至23的损耗，如上所述，不仅需要在与相位调制电极线24至27相同的直线上形成输入侧引线20至23，还需要优化波导16至19、输入侧引线20至23、以及相位调制电极线24至27的布置。

例如，通过如本实施例中的布置，输入侧引线20至23的长度可以是最短的。在本实施例中，输入波导10和1×2MMI耦合器11被形成为使得输入波导10的光传播方向(图1中的垂直方向)和1×2MMI耦合器11的光输入/输出方向(图1中的垂直方向)变得与波导16至19的延伸方向(图1中的水平方向)正交，并且1×2MMI耦合器14、15、40、41和46被形成为使得1×2MMI耦合器14、15、40、41和46的输入/输出方向(图1中的水平方向)变得与波导16至19的延伸方向相同。这形成了L形布局的波导图案。

根据该布局，输入侧引线20至23的长度可以被设定为700m或更小。与文献“N.Kono等人，“N.Kono et al.，″Compact and Low Power DP-QPSK Modulator Module with InP-Based Modulator and Driver ICs″，OFC2013，OW1G.2，2013”中所描述的常规配置相比，可以使长度缩短约1mm。

接下来将描述相位调制电极线24至27。相位调制电极线24至27和连接到它们的电极32至35具有在微波与光学波之间的阻抗匹配和速度匹配上优异的差分电容加载结构(GSSG配置)。即，并置了接地线48、被输入I调制信号的相位调制电极线24、从相位调制电极线24向其提供I调制信号的电极32、被输入与I调制信号互补的信号(条I)的电极33、将信号提供给电极33的相位调制电极线25、接地线49、被输入Q调制信号的相位调制电极线26、从相位调制电极线26向其提供Q调制信号的电极34、被输入与Q调制信号互补的信号(条Q)的电极32至35、将信号提供给电极35的相位调制电极线27、以及接地线50。

当从作为主线路的相位调制电极线24至27的分支并周期性地形成的电容加载部分中的电极32至35的数量、间隔和长度被最优地设计时，可以自由地设计相位调制电极线24至27的电容的增加量。因此，相位调制电极线24至27的阻抗和通过相位调制电极线24至27传播的微波的速度可以被设计为任意值。

因此，可以形成能够同时实现微波与光学波之间的阻抗匹配和速度匹配以及在30GHz或更高频率下实现调制器的宽带操作的电极配置。另外，为了使得半导体MZ光学调制器执行宽带操作，电极32至35需要被设计为使得这些电极被视为行波电极。为此，电极32至35的以信号为基础的周期需要被设置为最大频率的调制信号的引导波长eff的至少1/4或更小，并且理想地为1/8或更小，其通过相位调制电极线24至27和电极32至35传播，使得周期可以被视为分布常数。

为了沿波导16至19的延伸方向周期性地布置电极32至35，一般还需要考虑布拉格频率。然而，在本实施例中，由于相较于与上述引导波长相对应的频率，布拉格频率是高频侧的频率，因此如果满足将基于信号的电极32至35的周期设置为引导波长eff的1/4或更小(理想地，1/8或更小)的上述条件，则无需考虑布拉格频率。

接下来将描述输出侧引线28至31。图3是输出侧引线28至31的部分的放大平面图。至于该结构，在电介质层65的平面内(在图3的纸面内)，输出侧引线28至31在与波导16至19的延伸方向(输入侧引线20至23和相位调制电极线24至27的延伸方向)交叉(在本实施例中，与其正交)的方向上弯曲。由于根据本实施例的高频线图案具有如上所述的GSSG差分线结构，因此如何弯曲输出侧引线28至31是重要的。

例如，如果输出侧引线28至31的宽度被设定为获得任意阻抗的宽度，并且具有该宽度的输出侧引线28至31以直角弯曲，则在差分配置的输出侧引线28和29之间以及输出侧引线30和31之间产生电长度差，并且产生较大的相位差。由于弯曲的相位差和不对称性，因此发生了共模，或者差模的高频特性劣化。这不期望地使调制频带劣化或使传输特性劣化。

在本实施例中，以与期望的阻抗相对应的预定宽度W1形成输出侧引线28至31，并且输出侧引线28至31的宽度在锥形部分(图3中的72和73)(长度从比弯曲部分(图3中的70和71)更靠近相位调制电极线24到27的位置约50m)中逐渐减小，使得弯曲部分70和71中的输出侧引线28到31的宽度变得比预定宽度W1窄。而且，使输出侧引线28与29之间的距离以及输出侧引线30与31之间的距离比相位调制电极线24与25之间的距离以及相位调制电极26与27之间的距离短。此外，在弯曲部分70和71中，使输出侧引线28与接地线48之间的距离、输出侧引线29与接地线49之间的距离、输出侧引线30与接地线49之间的距离、以及输出侧引线31与接地线50之间的距离比其他部分中的输出侧引线与接地线之间的距离短。然而，此时，与输出侧引线28至31的宽度不同，接地线48至50的宽度在弯曲部分和直线部分中是相等的。这是因为获得了满意的共模特性，并且保证了串扰特性。

在本实施例中，线宽仅在远小于波长(1/4或更小)的非常小的部分中减小。因此，无论是差模还是共模，即使使输出侧引线28至31的阻抗变高，输出侧引线28至31也可以弯曲而没有由阻抗失配引起的任何特性劣化。

当输出侧引线28至31的宽度在弯曲部分70和71中减小时，可以使输出侧引线28与29之间的电长度差和相位差以及输出侧引线30与31之间的电长度差和相位差足够小。因此可以抑制共模的出现以及差模的高频特性的劣化。

在本实施例中，与输出侧引线以预定宽度布线的常规配置相比，传输特性(Sdd21)可以在50GHz下提高例如约0.5dB。而且，表示从差模到共模的转换(共模的诱发)的Sdc21可以提高例如约10dB。

此外，为了防止共模特性的劣化，接地线48至50的宽度W2优选地是恒定的以最小化结构的不对称性。

而且，当弯曲部分70和71中的输出侧引线28至31的边缘的轨迹采用回旋曲线时，可以进一步提高高频特性。例如，当采用回旋曲线时，与正常曲线相比，差分反射特性(Sdd11)可以提高若干dB。

在本实施例中，如上所述，弯曲部70、71的输出侧引线28至31的宽度比获得了阻抗匹配的直线部分的预定宽度W1窄。然而，如果弯曲部分70和71中的传播距离太长，则由于通过使输出侧引线28至31的宽度更窄而引起的轻微阻抗失配的影响，弯曲部分70和71可能会作为信号反射点，并且高频特性可能会劣化。为了抑制阻抗失配的影响，弯曲部分70和71中的传播长度优选地被设定为引导波长eff的1/4或更小，并且如果可能的话，被设定为1/8或更小。而且，从减小长度的观点出发，锥形部分72、73中的传播长度优选地为50m或更小。

另外，输出侧引线28至31基本上形成在电介质层65上。然而，如示出了沿图3中的b-b’线截取的截面的图4中所示，当输出侧引线28至31弯曲时，产生了输出侧引线28至31形成在波导16至19上的部分。即，输出侧引线28至31跨越电介质常数约是苯并环丁烯的电介质常数的四倍的半导体，苯并环丁烯是形成电介质层65的低k材料的示例。因此，如果在波导16至19上形成输出侧引线28至31，同时保持电介质层65上的宽度，则输出侧引线28至31的阻抗可能很大程度地降低，并且可能会出现阻抗失配。

即使在弯曲部分70和71之外的相交部分(图3和图4中的74)中，也可以使输出侧引线28至31的宽度如在弯曲部分70和71中那样小于与期望的阻抗相对应的预定宽度W1，并且可以减小输出侧引线28与29之间的距离、输出侧引线28与接地线48之间的距离、以及输出侧引线29与接地线49之间的距离。

通过该结构，在输出侧引线28至31跨越波导16至19的部分中，可以降低输出侧引线28至31的阻抗很大程度地降低并发生阻抗失配的可能性。然而，如上所述的相交部分中的输出侧引线28至31以及接地线48和49的结构不是本发明的必要组件。如果输出侧引线28至31跨越波导16至19的区域较小，则观察不到阻抗失配的影响。因此，该结构是不必要的。

而且，在本实施例中，与相位调制电极线24至27的部分相比，缩短了输出侧引线28与29之间的距离以及输出侧引线30与31之间的距离。这使得可以获得能够增加电限制并防止基板方向上的电磁波泄漏或基板谐振的结构。

另外，输出侧引线28至31的端部连接到满足期望的差分阻抗和共模阻抗的终端电阻51至54并被差分终接。

而且，如图5中所示，实际上优选地设置电连接接地线48至50的布线55和56。布线55连接接地线48和49。布线56连接接地线49和50。如果没有布线55和56，接地线48至50的电位不稳定且波动。因此，谐振取决于传播长度而发生在任意频率。因此难以实现宽带调制器。为了抑制谐振，以比沿信号传播方向的信号波长短得多的周期(即，以引导波长eff的1/4至1/8或更小的周期)优选地设置连接接地线48至50的布线55和56。

在图5中所示的示例中，布线55和56仅设置在输出侧引线28至31的部分中。然而，在输入侧引线20至23以及相位调制电极线24至27的部分中，类似地，布线55和56优选地设置在接地线48至50之间。

当设置布线55和56时，可以实现宽带调制器，其中可以抑制接地线48至50在输入侧引线20至23、相位调制电极线24至27、以及输出侧引线28至31的两侧上的电位以及接地线48至50的谐振。如果以比引导波长eff的1/4到1/8长的周期设置布线55和56，则可以减少纹波的量。然而，不可能完全抑制接地线48至50的电位的谐振。

备选地，如图6中所示，通过经由设置在半导体基板(SI-InP基板64)的下表面上的接地电极80以及通过处理半导体基板而形成的接地通孔81至84连接接地线48到50，可以稳定接地线48到50的电位。接地通孔81将接地线48与接地电极80进行连接。接地通孔82和83将接地线49与接地电极80进行连接。接地通孔84将接地线50与接地电极80进行连接。

在图6中，为了便于理解配置，示出了连接一对接地通孔81和82的布线85，该一对接地通孔81和82以引导波长eff的1/4至1/8或更小的周期周期性地设置在接地线48和49上。类似地，示出了连接一对接地通孔83和84的布线86，该一对接地通孔83和84以导波波长eff的1/4至1/8或更小的周期周期性地设置在接地线49和50上。

在图6中，接地通孔81至84仅设置在输出侧引线28至31的部分中，如图5中所示的那样。然而，在输入侧引线20至23以及相位调制电极线24至27的部分中，接地通孔81至84优选地设置在接地线48至50之间。

注意，在图6中所示的示例中，接地电极80形成在半导体基板的下表面上。然而，电介质层可以形成在图1至图4中所示的结构上，并且接地电极80可以形成在电介质层上。

[第二实施例]

接下来将描述本发明的第二实施例。图7是示出了根据本发明的第二实施例的IQ调制器的配置的平面图，并且与图1中相同的附图标记表示相同的组件。在第一实施例中，输入波导10的光传播方向与波导16至19的延伸方向(图1中的水平方向)正交。

然而，在本实施例中，光从与波导16至19平行的延伸方向的方向进入输入波导10a，并且输入波导10a在连接到1×2MMI耦合器11之前弯曲。因此，获得了波导图案具有U形布局的配置。其余的配置与第一实施例中所描述的相同。

在本实施例中，输入侧引线20至23的长度也可以被设定为700m或更小。与文献“N.Kono等人，“N.Kono et al.，″Compact and Low Power DP-QPSK Modulator Modulewith InP-Based Modulator and Driver ICs″，OFC2013，OW1G.2，2013”中所描述的常规配置相比，可以使长度缩短约1mm。

注意，在第一实施例和第二实施例中，半导体MZ光学调制器的波导16至19各自具有通过在SI-InP基板64上依次堆叠由InP制成的下包层61、未掺杂的半导体核心层62、以及由InP制成的上包层63而形成的结构。这也适用于其余的波导10、10a、12、13、42、43和47。

半导体核心层62用作光学波导层并由诸如如下材料制成，例如InGaAsP或InGaAlAs。半导体核心层62优选地由具有单一成分的四元混晶的体层或多量子阱层形成。备选地，通过在多量子阱层的上侧和下侧形成带隙大于多量子阱层的带隙而小于下包层61和上包层63的带隙的光限制层而获得的结构可以用作半导体核心层62。

四元混晶的体层或多量子阱层的带隙波长被设定为使得电光效应有效地作用于要使用的光学波长，并且光吸收没有问题。

从特性的观点来看，当设计了期望的阻抗线时，电介质层65可以减少电极损耗，因此优选地由诸如如下材料的低k材料制成，例如作为有机材料的聚酰亚胺或BCB。而且，本发明不限于基于InP的材料，并且例如可以使用与GaAs基板匹配的材料系统。

上包层63和下包层61中的一个包层可以由n型半导体制成，并且另一个包层可以由p型半导体制成。也可以采用半导体核心层62和下包层61均由n型半导体制成并在上包层63与半导体核心层62之间或在下包层61与半导体核心层62之间插入第三p型包层的结构。

工业实用性

本发明可以应用于通过电信号调制光学信号的半导体马赫-曾德光学调制器。

对附图标记的说明

10，10a...输入波导，11，14，15...1×2MMI耦合器，12，13，16-19，42，43...波导，20-23...输入侧引线，24-27...相位调制电极线，28-31...输出侧引线，32-35...电极，36-39，44，45...相位调整电极，40，41，46...2×1MMI耦合器，47...输出波导，48-50...接地线，51-54...终端电阻，55、56...布线，60...n-InP层，61...下包层，62...半导体核心层，63...上包层，64...SI-InP基板，65...电介质层，80...接地电极，81-84...接地通孔。