具体实施方式

下面结合附图中的实例对本发明作进一步的描述。

本发明的小电容多电平功率变换器如图2所示，包括：直流电源、滤波电感、共用桥臂102、第一桥臂103、第二桥臂104、第三桥臂105、开关磁阻电机N相绕组和瞬时功率模块101。

图2～图19中符号分别表示：V_in为直流电源，为电机工作的主电源；L为滤波电感；S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆…S_N+3表示带有反并联二极管的开关管；D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆…D_N+3表示二极管；C₁、C₂分别表示瞬时功率模块101中的第一电容、第二电容；A⁺、B⁺、C⁺…N⁺分别表示开关磁阻电机的A、B、C…N相绕组正极，相应地，A^-、B^-、C^-…N^-则分别表示开关磁阻电机的A、B、C…N相绕组负极；D表示该变换器的占空比；v_cap表示第一电容C₁的检测电压；V_{cap_ref}表示第一电容C₁的电容电压设定参考值；i_L表示滤波电感L的电感电流检测值；i_{L_ref}表示滤波电感L的电感电流参考值；n表示电机的动态转速；n_{_ref1}、n_{_ref2}表示电机的转速设定值；Δt_on、Δt_off分别表示每相电流的上升时间和下降时间；i_A、i_B、i_C分别表示三相绕组工作电流；i_in表示变换器的输入电流；F_A、F_B、F_C表示开关磁阻电机运行时三相绕组的磁通量；T表示瞬时转矩；ΔT表示转矩纹波峰峰值。

所述直流电源V_in的正极连接滤波电感L的正极，直流电源V_in的负极与共用桥臂102的开关管S₂的源极连接；滤波电感L的负极与共用桥臂102的开关管S₁的源极、S₂的漏极连接。其中滤波电感的作用是使直流电源的输入电流保持连续并降低电流纹波。

所述瞬时功率模块101包括一个开关管、三个二极管和两个电容，其中开关管S₃的漏极同时连接第二电容C₂的正极和共用桥臂102中开关管S₁的漏极，开关管S₃的源极同时连接第一电容C₁的正极、第一二极管D₁的阴极和第二二极管D₂的阴极；第一电容C₁的负极同时连接直流电源的V_in的负极和第三二极管D₃的阳极；第二电容C₂的负极同时连接第二二极管D₂的阳极和第三二极管D₃的阴极；第一二极管D₁的阳极与共用桥臂102开关管S₁的源极、S₂的漏极连接。

所述瞬时功率模块101可以根据电机转速的快慢提供不同电平的去磁电压以满足需求；开关磁阻电机低速运行时，瞬时功率模块101提供较低电平的去磁电压，这样可以降低半导体器件的开关损耗；开关磁阻电机高速运行时，瞬时功率模块101可以提供较高电平的去磁电压使相电流快速降低，以防止尾电流出现在绕组电感下降区域从而产生负转矩，降低有效转矩。

所述共用桥臂102由开关管S₁和开关管S₂串联组成。开关管S₁的源极与开关管S₂的漏极连接。

所述第一桥臂103由二极管D₄和开关管S₄串联组成，其中二极管D₄的阴极与共用桥臂102中开关管S₁的漏极连接，二极管D₄的阳极与开关管S₄的漏极连接，开关管S₄的源极与共用桥臂102中开关管S₂的源极连接。

所述第二桥臂104由二极管D₅和开关管S₅串联组成，其中二极管D₅的阴极与共用桥臂102中开关管S₁的漏极连接，二极管D₅的阳极与开关管S₅的漏极连接，开关管S₅的源极与共用桥臂102中开关管S₂的源极连接。

所述第三桥臂105由二极管D₆和开关管S₆串联组成，其中二极管D₆的阴极与共用桥臂102中开关管S₁的漏极连接，二极管D₆的阳极与开关管S₆的漏极连接，开关管S₆的源极与共用桥臂102中开关管S₂的源极连接。

所述第N桥臂10X由二极管D_N+3和开关管S_N+3串联组成，其中二极管D_N+3的阴极与共用桥臂102中开关管S₁的漏极连接，二极管D_N+3的阳极与开关管S_N+3的漏极连接，开关管S_N+3的源极与共用桥臂102中开关管S₂的源极连接。

所述开关磁阻电机N相绕组至少为三相绕组，每相电机绕组的正极均与共用桥臂102开关管S₁的源极、S₂的漏极连接；A相电机绕组的负极A^-与第一桥臂103中开关管S₄的漏极连接点、二极管D₄的阳极连接点相连；B相电机绕组的负极B^-与第二桥臂104中开关管S₅的漏极连接点、二极管D₅的阳极连接点相连；C相电机绕组的负极C^-与第三桥臂105中开关管S₆的漏极连接点、二极管D₆的阳极连接点相连……N相电机绕组的负极N^-与第N桥臂10X中开关管S_N+3的漏极连接点、二极管D_N+3的阳极连接点相连，每个电机绕组形成的不对称半桥电路并联设置在共用桥臂102的两端。

功率流动控制方法如图2所示，具体包括：拓扑状态变量控制回路201、电机位置变量控制回路202和电机转速变量控制回路203。

所述拓扑状态变量控制回路201包括电容电压控制回路和电感电流控制回路，电容电压控制回路作为外部控制回路，首先将电压传感器从瞬时功率模块101中第一电容C₁检测到的电容电压v_cap与电容电压设定参考值V_{cap_ref}进行比较，其次将得到的比较结果传递到PI控制器中，最后将PI控制器的输出值作为电感电流参考值i_{L_ref}传递到电流控制回路输入端；内部的电感电流控制回路中，先将电感电流参考值i_{L_ref}和电流传感器从滤波电感L检测到的电感电流值i_L进行比较，其次将得到的比较结果作为PI调节器的输入值，PI调节器的输出则作为PWM信号发生器的输入，并将其与锯齿波的比较结果作为开关管S₁、S₂的占空比D，PWM信号发生器根据占空比D取值对开关管S₁，S₂输出驱动信号从而控制它们的导通和关断。

这里需要指出的是，理想情况下开关管S₁和S₂的导通和关断信号是互补的，而实际上开关管导通和关断都需要一定的时间，尽管时间很短，但是当开关管S₁和S₂驱动信号完全互补时仍然存在其中一个开关管处于未完全关断状态而另一个开关管处于导通状态的风险，这种情况下会致使第一电容C₁和第二电容C₂被短路，开关管S₁和S₂会流过较大峰值的瞬时电流导致开关管损坏，所以为了避免直通情况的发生需要设置一定的死区时间。

所述电机位置变量控制回路202的特征在于：外部控制回路为转速控制回路，先将转速设定值n_{_ref1}和电机位置传感器检测到的实际转速值n进行比较，并将比较结果作为PI调节器的输入，PI调节器的输出则作为电机相电流参考值i_{Y_ref}，内部控制回路为相电流控制回路，电流滞环比较器将电流传感器从开关磁阻电机各相绕组获得的相电流检测值i_Y与电机相电流参考值i_{Y_ref}相比较，并将经过滞回控制器处理后的信号作为功率变换器开关管S₄、S₅、S₆…S_N+3的导通和关断驱动信号；其中Y＝A,B,C,…,N。

所述电机转速变量控制回路203的特征在于：先将转速设定值n_{_ref2}和电机转速传感器检测到的实际转速值n作为转速比较器的输入，并将转速比较器处理后的信号作为功率变换器开关管S₃的导通和关断驱动信号；当开关磁阻电机实际转速值n低于转速设定值n_{_ref2}时，转速比较器输出信号使开关管S₃处于并保持在导通状态，此时功率变换器工作在低压去磁模式；如果电机运行速度n超过转速设定值n_{_ref2}，则转速比较器输出信号使开关管S₃处于并保持在关断状态，此时功率变换器工作在高压去磁模式。

需要说明的是，不同于传统非对称半桥变换器，本申请实施例中的小电容多电平功率变换器根据开关磁阻电机运转速度的不同可分为低压去磁模式和高压去磁模式两种工作模式。

特别地，在本说明书中，以小电容多电平三相功率变换器为实例进行解释说明，具体如图3所示。

考虑到每相绕组在一个工作周期内的工作状态均相同，所以下面以A相为例，对两种工作模式下的一个工作周期分别进行分析，具体请参照图4、图5、图6、图7、图8、图9和图10，其中图4至图9为所示电路在开关磁阻电机低速运行时的等效电路图，图10为所示电路在开关磁阻电机高速运行时的等效电路图；图中的虚线部分为非工作部分，可视为不存在。下面结合本申请中提供的小电容多电平功率变换器的结构来对其工作过程作介绍：

当本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时，开关管S₃需要保持导通状态。当工作在高压去磁模式时，开关管S₃需要保持关断状态。

1)具体地，当电路工作在低压去磁模式的模态1时，如图4所示，此时开关管S₂，S₄导通，开关管S₁关断。滤波电感L两端压降为输入电源电压V_in，电感L的电流i_L逐渐上升。同时，开关磁阻电机A相绕组两端外加电压为零，并通过开关管S₂，S₄进行续流，但是由于反电动势的存在，绕组电流在这一过程中持续减小。

2)当电路工作在低压去磁模式的模态2时，如图5所示，此时开关管S₁，S₄导通，开关管S₂关断。在这种情况下，当同时满足滤波电感L电流i_L大于相绕组电流i_A时，相绕组两端电压V_A等于电容电压A相绕组电流逐渐增加，此时A相绕组处于励磁状态。直流电源通过二极管D₁给第一电容C₁进行充电，电源其余的能量被第一电容C₁吸收，所以滤波电感L两端压降等于电感电流持续减小。

3)当电路工作在低压去磁模式的模态3时，如图6所示，此时开关管S₁，S₄导通，开关管S₂关断，并且满足滤波电感L电流i_L小于相绕组电流i_A的条件时，此时电源无法提供相绕组足够的能量，需要由电源和瞬时功率模块同时为相绕组提供能量，在这种情况下，可以分为和两种状态来进行考虑。当时，等效电路如图6所示，此时仅由第一电容C₁和电源提供A相所需的电流，第一电容C₁两端的电压通过开关管S₁、S₃，S₄施加在A相绕组上，所以A相绕组两端电压V_A等于电容电压滤波电感L两端的电压仍然等于所以电感电流i_L继续减小。

4)当电路工作在低压去磁模式的模态4时，如图7所示，此时开关管S₁，S₄导通，开关管S₂关断，开关管的导通和关断状态与工作状态三相同。但与工作状态三不同的是此时第一电容C₁和第二电容C₂两端的电压相等，即此时由第一电容C₁、C₂和电源同时为A相绕组提供所需的瞬时功率，A相绕组两端电压V_A等于滤波电感L两端的电压仍然等于所以电感电流i_L继续减小。

5)当电路工作在低压去磁模式的模态5时，如图8所示，此时开关管S₁导通，开关管S₂，S₄关断。电源只通过二极管D₄对第一电容C₁进行充电。滤波电感两端电压为所以电感电流i_L逐渐减小。与此同时，A相绕组通过开关管S₁和二极管D₄进行续流，因此绕组两端外部压降为零，但是由于反电动势的存在，相绕组电流i_A逐渐减小。

6)当电路工作在低压去磁模式的模态6时，如图9所示，此时开关管S₂导通，开关管S₁，S₄关断。滤波电感两端压降为输入电源电压V_in，因此电感电流i_L逐渐增加。由于开关管S₃处于导通状态，A相绕组通过回路二极管D₄以及开关管S₂、S₃与第一电容C₁进行续流，此时绕组两端电压为所以绕组电流i_A迅速减小进入去磁模式，第一电容C₁两端电压略有增加。

7)当电路工作在高压去磁模式的模态6时，如图10所示，此时开关管S₂导通，开关管S₁，S₃，S₄关断相绕组处于高压去磁期间，这与低压去磁模式的模态6是相同的，滤波电感两端压降为输入电源电压V_in，所以电感电流i_L逐渐增加。与其不同的是由于开关管S₃的关断，A相绕组仅能通过二极管D₂，D₄、开关管S₂以及第一电容C₁，第二电容C₂进行续流，此时相绕组所承受的压降为所以相绕组电流i_A迅速减小进入高压去磁模式，第一电容C₁、第二电容C₂两端压降略有增加。这里值得指出的是，在高压去磁模式下仅工作状态六与低压去磁模式的不同，其余工作状态均与低压去磁模式相同，所以这里不再赘述。

以A相为例，所提出的变换器工作在低压去磁模式时在励磁期间和去磁期间的等效电路分别如图4、图5和图8、图9所示。在励磁期间，根据图4和图5可以推导出滤波电感L以及绕组电感L_min的状态方程：

其中i_L、i_A分别为滤波电感L和A相绕组的电流，D为开关S₂占空比，V_C1为第一电容C₁两端的电压。通过上式可以推导出A相绕组电流在励磁阶段的表达式为：

显然，通过比较可以发现本发明所提出的功率变换器与非对称半桥变换器在励磁时间相同的条件下，相电流上升值也相同。在低压去磁模式时去磁等效模型如图8和图9所示，滤波电感以及绕组电感的状态方程可以表示为：

同样地，通过上式可以推导出在此期间相电流表达式为：

根据上式可以发现，本发明提出的功率变换器工作在低压去磁模式时只有当占空比D＞0.5时，绕组退磁时间才会小于非对称半桥变换器。

结合上述分析表明，在相同的条件下，所提出的变换器工作在低压去磁模式时相电流达到设定值所需的上升时间与非对称半桥变换器相比是相同的。而相电流的下降时间则取决于占空比D的大小，第一种情况占空比D<0.5，所提出的变换器的去磁时间将会大于非对称半桥变换器；第二种情况占空比D＝0.5，所提出的变换器的去磁时间将会与非对称半桥变换器的相同；第三种情况占空比D＞0.5，所提出的变换器的去磁时间将会小于非对称半桥变换器。而当开关磁阻电机处于高压去磁模式时，励磁期间工作状态和相电流的上升时间与低压去磁模式相同。在绕组去磁期间，其相应的简化电路模型如图10所示。类似地，可以推导出滤波电感L以及绕组电感L_min的状态方程为：

简化以后可以得到在高压去磁模式下A相绕组电流的表达式为：

当开关管占空比D相同时，在高压去磁模式下的相绕组电流下降速率是在低压去磁模式下的两倍，所以在高压去磁模式下相电流减小至零所需要时间仅为低压去磁模式的一半，这对于减小尾电流、拓宽恒转矩转速范围以及提高电机运行效率是十分有利的。两种工作模式下相绕组电压如图11所示，通过比较可以发现在两种工作模式下的励磁电压相同，而在高压去磁模式下的去磁电压是低压去磁模式的两倍。另一方面，与非对称半桥变换器相比，在高压去磁模式下只有当占空比D＞0.33时，绕组退磁时间才会小于非对称半桥变换器。

非对称半桥变换器提供的平均励磁电压和平均去磁电压是固定不变的，都等于输入电源电压V_in。本发明所提出功率变换器提供的平均励磁电压与非对称半桥变换器相同，但是可以对平均去磁电压进行调节，并且当满足一定条件时(工作在低压去磁模式时需满足占空比D＞0.5，工作在高压去磁模式时需满足占空比D＞0.33)，其平均去磁电压会大于非对称半桥变换器。

为了进行验证，可以搭建图3所示电路的仿真电路，其中仿真参数的设置具体如下：

在开关磁阻电机转速为1000r/min，负载转矩为80N·m的低速运行情况下，采用功率流动控制方法。非对称半桥变换器在该运行状况下的仿真图如图12所示，本发明所提出的功率变换器工作在高压去磁模式下的仿真波形如图13所示：高压去磁模式下的相电流下降时间为289.3μs，应用非对称半桥变换器时的相电流下降时间为892.7μs。在高压去磁模式时绕组相电流的下降时间明显小于使用非对称半桥变换器时的下降时间。

图14给出了所提出功率变换器在动态性能测试下的仿真结果。电机起始运行速度设置为1000r/min并且负载转矩设置为40N·m。电机在时间t＝3s之前的一段时间内达到额定转速并处于稳态运行，当t＝3s时电机负载转矩从40N·m瞬间增加到80N·m，此时电机的相电流和转速都发生了变化，其中相电流从29A逐渐增加到45A，其相应的变化过程如图14所示。图15给出了电机转速变换过程，可以发现在时间t＝2s时转速开始下降，在经历了236ms之后转速又重新达到1000r/min。

图16(a)和(b)分别给出了非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器的输入电流波形，可以发现，非对称半桥变换器具有很大的低频电流纹波，并且其峰峰值达到了56A。相反地，由于本发明所提出的功率变换器具有滤波电感并且采用功率流动控制方法，所以其输入电流的低次谐波幅值更小，其峰峰值仅为14A。在更高频率的电流谐波幅值方面，所提出的功率变换器的值均低于非对称半桥变换器，可实现电源寿命的有效延长以及滤波等作用。

图17至图19分别是本发明所提出的功率变换器和非对称半桥变换器在开关磁阻电机高速运行下的仿真结果。在电机高速运行时，非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时的绕组电流波形均产生了严重的畸变，具有较大的尾电流，如图17和19所示。严重影响了平均转矩和转速的提升。与其相比，本发明所提出的功率变换器工作在高压去磁模式时平均去磁电压获得明显提升，可以快速建立和减小相电流，其仿真结果如图18所示，从而在负载转矩不变的情况下拓宽转速范围，减小转矩纹波。从中可以发现在相同条件下，非对称半桥变换器转速最高只能达到6700r/min，而本发明所提出的变换器工作在高压去磁模式下转速可以达到7200r/min。此外，当电机高速运行时，非对称半桥变换器和本发明所提出的功率变换器工作在低压去磁模式时的转矩纹波峰峰值分别为20.6N·m和21.8N·m，而工作在高压去磁模式下转矩纹波峰峰值仅为17.8N·m，相比非对称半桥变换器减少了15％。所提出的功率变换器应用在电动汽车及其他设备在高速运行时相较于传统功率变换器会更加平稳。

作为一种优选地实施例，开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆均为NMOS管。

作为一种优选地实施例，开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆均为IGBT管。

另外，这里的开关管S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆还可以选择其他类型的开关管，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。

需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。