具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

请参阅图1，为本发明提供一种基于PI和重复控制的单相逆变器控制方法，包括：

步骤S1，采集单相逆变器的输出电流与输出电压；

其中，可通过电压采样电路采集单相逆变器的输出电压，可通过电流采样电路采集单相逆变器的输出电流，例如，使用电流传感器采集单相逆变器的输出电流，采用电压传感器采集单相逆变器的输出电压。

步骤S2，利用二阶广义积分对所述输出电流、输出电压进行重构，生成与所述输出电流、输出电压相位相差90度的正交虚拟量；

例如，通过广义二阶积分器分别对所述输出电流、输出电压进行重构，生成滞后90度相位的虚拟轴，其对应的传递函数为：

式中，U_α(s)为αβ坐标系下的α轴正交电压分量，U_β(s)为αβ坐标系下的β轴正交电压分量，ω为谐振角频率。

又例如，还可通过二阶广义积分锁相环分解方法对采集得到输出电流进行二阶广义积分锁相环分解，得到两路正交电流，以及对所述输出电压进行二阶广义积分锁相环分解，得到两路正交电压。

采用二阶广义积分器对输出电压和输出电流进行重构，虚拟出相位延时90°的正交分量，克服了传统方法在构建正交虚拟信号上存在的滤波延时及动态响应能力差等问题。采用二阶广义积分器重构方法在构造正交虚拟量的同时能够对采集量进行自适应滤波，提高系统的抗干扰能力。构造的正交虚拟量即可以实现dq轴解耦控制，又为后续锁相环提供基础，消除了直流分量等不利因素对锁相精度的影响。另外，二阶广义积分器或二阶广义积分锁相环包含2个级联的积分器构成环路，形成一个频率可调的振荡器，能够快速准确地跟踪信号，较好地抑制输入信号噪声和畸变。

步骤S3，将所述正交虚拟量进行旋转坐标变换，得到虚拟轴的矢量信号，将所述矢量信号经旋转坐标变化解耦成直流信号；

其中，正交虚拟量包含两路正交电流或/和两路正交电压，将所述两路正交电流进行旋转坐标变换，得到d轴电流与q轴电流，以及对所述两路正交电压进行旋转坐标变换，得到d轴电压与q轴电压。

例如，将两路正交电流进行旋转坐标变换，得到DQ轴的d轴电流与q轴电流。以及将两路正交电压进行旋转坐标变换，得到DQ轴的d轴电压与q轴电压。即使用坐标变换将静止坐标系中的变量Va、Vb转化为旋转坐标系DQ变量，其中为了满足坐标变换的条件，补充0变量参与坐标变换。

又例如，列出系统在d-q坐标系下的状态方程(单相逆变器d-q模型，以d-q旋转坐标系为基础)，对单相逆变器进行输出电压和负载电流进行前馈解耦，建立逆变控制器(电压电流)双环PI控制模型，例如，电压外环分别对电压进行PI控制，输出参考的电流值Id、Iq提供成为电流内环所需的控制量；内环再依据外环给定的值对交流侧电流进行PI控制，实现了对电压电流的解耦，通过使用矢量控制的方式将交流电压信号(矢量信号)解耦成直流量，解耦过后的量就可以实现PI控制对信号的无静差跟踪。

步骤S4，利用电压闭环PI控制器调整所述直流信号与参考电压之间的第一误差电压，对所述第一误差电压与直流信号叠加后进行坐标反变换产生为正弦信号的第一控制信号；

具体地，如图4所示，在电压闭环控制中，直流信号为d轴电压U_d与q轴电压U_q，d轴电压、q轴电压分别对应的参考电压为其中，采用两个电压闭环PI控制器，第一个电压闭环PI控制器用于调整直流电压U_d与参考电压间的第一误差电压，第二个电压闭环PI控制器用于调整直流电压U_q与参考电压之间的第一误差电压，将两个第一误差电压分别与其对应的直流信号进行叠加后，再进行坐标反变换得到为正弦信号的第一控制信号。

步骤S5，基于第二误差电压利用重复控制器得到相应的误差校准信号；

其中，如图4所示，第二误差电压为逆变器输出的交流电压U₀以市电(220V，50HZ)为参考进行校正输出的电压信号，在电压外环控制中，以第二误差电压为输入利用重复控制算法构造任意波形的周期信号进行谐波无静差跟踪，从而减少各谐波频率的输出阻抗以校正优化谐波波形，其具有谐波补偿功能；同时，利用重复控制算法确定谐波发生死区的周期性规律，根据周期性规律提前做出反馈以缓解死区效应，例如，缓解死区效应在死区时间存在会导致输出引入大量谐波分量呈周期变化。

步骤S6，对所述误差校准信号与所述第一控制信号进行第叠加，得到第二控制信号，利用电流负载前馈补偿控制输出的控制信号与所述第二控制信号再次叠加生成第三控制信号；

在此需要说明的是，所述电流负载前馈补偿控制输出的控制信号包括负载前馈电流信号与反馈电感电流信号i_L(利用电流传感器采样所得)；在第一控制信号基础上叠加具有谐波补偿功能的误差校准信号得到第二控制信号，通过电流负载前馈补偿控制器(即，电流内环控制PI)与反馈电感电流信号i_L、第二控制信号三者之间相互叠加，得到第三控制信号。

通过上述方式，实现电压电流双环PI控制，再结合重复控制原理的控制策略，从而克服了PI控制方式无法对交流信号进行无静差跟踪的问题。

步骤S7，利用SPWM算法调制所述第三控制信号产生控制单相逆变器输出电压的SPWM脉冲。

其中，通过SPWM算法得到优化的逆变全桥IGBT的驱动信号。

具体地，提出了一种针对单相全桥逆变器对非线性负载适应能力提升的波形控制策略算法，使用了坐标变换原理、广义二阶积分原理、电压电流双闭环PI控制理论以及重复控制理论，结合逆变器滤波输出特性，以及负载电流前馈补偿控制器设计方案。

例如，传统逆变器控制系统通常选用PI控制器，将正弦信号做为输出电压的参考量通过PI控制器自动调整输出，但是根据内模原理可知，传统的PI控制器是无法完成对交流信号的无静态误差的跟踪，随着频率增加，增益逐渐下降到0，对50HZ增益非常小，因此PI控制器只能完成对常量的无静差跟踪，对于正弦交流信号的跟踪会存在一定的相位差，因此传统的以交流信号做为参考基准的PI控制方式并不能适用于高精度逆变器控制领域。

针对传统的PI控制方式不能做到无静差跟踪交流信号问题，在本实施例基于坐标变换的矢量控制思想结合广义二阶积分算法构造单相逆变器电压电流虚拟轴，通过电压电流双闭环PI控制结合重复控制原理的控制策略，通过坐标变换将反馈交流信号解耦，后使得交流信号的相位幅值分离，这样还能够做到调频调幅功能，此时幅值可以做为固定不变的常量参考信号，从而实现PI控制方式的无静差跟踪。

在另一实施例中，逆变器存在LC滤波电路，如图2中逆变器输出模型所示，逆变器输出传递函数为：

其中，L为电感，r为电阻，C为电容，U₀为电压，i₀为负载电流，输出存在一个随系统频率变化而变化的输出阻抗，如图3中逆变器输出阻抗所示，i₀＝0时候就表示，空载传递函数用G_Z(s)表示为：

例如，当应对冲击电流的时候，在谐振频率处会在因为输出阻抗产生较高的电压差，从而导致输出电压波形畸变。另外，由于开关器件在切换过程中存在无法避免的死区效应，从而引入大量的谐波，引入重复控制的目的是为了抑制非线性负载以及死区效应等周期性的干扰而设计，提升逆变电源的对非线性负载适应能力。

请参阅图4，为本发明提供的一种逆变器电压外环控制结构图，详述如下：

矢量控制结合PI控制+重复控制算法对逆变器输出电压波形进行校正控制，为了降低输出阻抗设置负载电流前馈控制器。

逆变器通过电压、电流传感器采样的输出交流电的电压、电流信号传入MCU进行校正处理后通过控制算法生成优化的IGBT全桥PWM驱动信号，经过全桥逆变后得到的脉冲交流电压，再经过滤波电路得到平滑的正弦交流电压。

整个控制算法中，将校正后的电压电流数据分为两个过程进行算法处理，第一个部分，通过广义二阶积分的方式生成滞后π/2相位的虚拟轴，其传递函数为：

式中，U_α(s)为αβ坐标系下的α轴正交电压分量，U_β(s)为αβ坐标系下的β轴正交电压分量，ω为谐振角频率。首先，广义二阶积分通过将频率ω的交流信号以滞后π/2相位输出，实现实时的虚拟轴生成，仿真效果如图5中广义二阶积分效果所示，其次，通过坐标变换生成对应的旋转矢量信号，变化矩阵为如图6中坐标变换效果图，交流信号经过旋转坐标变化解耦成直流信号，再进入双闭环PI控制器进行计算后通过坐标反变化后得到相应的控制电压信号；第二部分，直接通过离散的重复控制器得到相应的误差校准信号，通过与PI的控制信号进行叠加得到下一个时刻要输出的实时控制量，最后通过SPWM算法得到优化的逆变全桥IGBT的驱动信号。考虑PI无法完成对交流信号的无静态误差跟踪，因此，使用矢量控制的方式将交流电压信号解耦成直流量，解耦过后的量就可以实现PI控制对信号的无静差跟踪。

在另一些实施例中，请参阅图9，本发明提供的一种RCD整流型负载结构图，需要说明的是，还可以采用其他非线性负载进行测试，例如，本实施例中，RCD整流型负载是伴随着周期性的电流冲击特性的负载，且冲击的强度也随着整流桥后的电解电容大小的变大而增强。其中，图9中电阻r是为了模拟线压降，电阻R接入负载，逆变器的输出端连接RCD整流型负载的U_in，选择合适的系统参数对逆变器进行测试，测试标准可以使用电能质量分析仪查看输出电压波形谐波指标THD的参数。

在另一些实施例中，选用离散控制作为第二部分，一方面是考虑旋转坐标系下的PI控制对反馈信号在高频有所衰减，并不能反应真实的输出电压，因此引入重复控制作为反馈电压的谐波补偿，第二个原因是考虑逆变器的输出端由于滤波电路的存在就会出现不可避免的输出阻抗，逆变器带载非线性负载时，输出电压畸变的主要原因是由于非线性负载产生的谐波电流会在逆变器的输出阻抗上产生谐波压降。重复控制算法可以构造出任意波形的周期信号的内模，减小各谐波频率处的输出阻抗，从而实现波形的校正，另外死区时间的存在会导致输出引入大量谐波分量且呈现周期性变化，使用重复控制算法可以有效缓解死区效应的影响。重复控制算法的框图如图7所示，内模的单位圆上的N个极点使系统处于临界稳定状态，为了增强系统稳定性，Q值通常略小于1的常数，Kr是系统增益根据实际状态调整，K属于对G(s)滤波器产生的相位滞后做一个补偿，引入低通滤波补偿器G(s)增强对高频信号的抑制能力使系统保持稳定，例如，利用低通滤波补偿器增加重复控制算法对高频信号的抑制能力，以确保逆变器系统稳定性，其中，所述低通滤波补偿器的传递函数为；

式中，ω₀为LC滤波系统的截止频率，ε为常量，G(s)为低通滤波器的二阶系统，s为拉普拉斯变换时域；兼顾滤波效果和动态特性可以选ε＝0.707。为了避免输出过大，输出前做了一个限幅处理。本实施例将电压的误差作为输入经过重复控制算法得到一个增量式的误差校正信号，考虑重复控制动态相应较慢，PI控制的稳态性能较差，因此将重复控制与PI控制相结合的混合控制方式能使得逆变器波形控制技术实现优劣互补，增强系统鲁棒性。

在另一些实施例中，传统逆变器的控制方法选择的是以PI控制为主，虽然PI控制有良好的动态调节性能，但是PI的稳态性能较差，且不能消除各频率点的输出阻抗，因此PI控制的逆变器对于非线性负的带载能力较差，最大限度的降低逆变器在各次谐波频率点处的输出阻抗，是缓解非线性负载引起逆变器输出电压畸变的一种直接和有效的方法。为了解决这个问题，本实施例使用第一个降低输出阻抗的方式，例如，使用重复控制器用来增强系统的稳态特性，重复控制器可以构造出了任意波形的周期信号的内模，可以减小各谐波频率处的输出阻抗。使用PI结合重复控制的方式可以做到优劣互补，在负载平稳工作的时候，由于此时的稳态误差比较小，重复控制器可以在误差为零的情况下也可以有控制量的输出，对于负载突变情况，重复控制器的控制只会在一个基波周期后才能体现，因此重复控制的动态性能并不好，PI控制正好弥补了重复控制缺点。电压外环能够稳定输出电压，将负载输出电压与给定电压误差缩小为零，而单逆变器电压的输出其本质体现在电流的控制，电流内环能够扩大逆变器控制系统的带宽，使逆变器动态响应加快，输出电压的谐波含量减小。因此双闭环系统在逆变器控制领域大量使用，但是传统的电流闭环控制是直接使用电感电流反馈或者负载电流反馈，并没对整个系统的输出阻抗产生太大影响，因此本实施例使用第二个降低输出阻抗的方式，使用负载电流反馈补偿控制器，这种控制器的输出量可以快速反应到控制系统中，从而抑制因为负载变化引起的电流突变致使电压波形发生畸变。将以上两种降低逆变器输出阻抗的方式相结合得到逆变器控制器系统设计方案。

详见图9，其中，G_RC(s)重复控制器的传递函数，G_PI(s)表示PI控制器的传递函数，G_IF(s)表示负载电流反馈控制器的传递函数，K_m表示逆变器的调制模型。由于PI控制和重复控制大量论文已经有比较详细的介绍，这里重点讲解G_IF(s)负载电流反馈控制器的设计方案。

利用负载电流补偿控制器抑制因负载变换引起的电流突变导致电压波形发生畸变，得到当前逆变器的阻抗传递函数：

为了使得Z最小，令G₂(s)-G₁(s)G₂(s)G_IF(s)K_m＝0，为满足G_IF(s)成为有理式，通路上串联一个低通滤波器。

上述公式中τ可以根据实际情况调节，ω₀为LC滤波系统的谐振频率，综合上述公式，可以得到负载电流前馈补偿控制器的传递函数：

由此得出，逆变器最小输出阻抗的控制设计方案，从而大大降低了逆变器的相对阻抗。

在另一些实施例中，请参阅图10-a、图10-b，分别为采用PI+重复控制、PI控制形成的仿真效果对比图，搭建的模拟逆变器对RCD负载带载能力对比，图10内的(上部分)连续波浪曲线表示RCD负载输入端口电压变化情况，也是逆变器输出端的电压变化曲线，而图10内的(下部分)的尖峰波形表示逆变器输出端电流，由此可见，RCD负载是一种伴随有周期的冲击电流，如果逆变器控制算法不够优良，就很容易使得波形畸变率很高。

例如，在图10-a中，是采用PI+重复控制的逆变器，使用电能质量分析仪查看输出电压波形谐波指标THD参数，而该图对应的逆变器的THD为2.52％；在图10-b中，是采用PI控制的逆变器，使用电能质量分析仪查看输出电压波形谐波指标THD参数，而该图对应的逆变器的THD为7.52％，综上，可以看出重复控制在应对周期性冲击电流的优良表现。

请参阅图11，为本发明提供的一种基于PI和重复控制的单相全桥逆变器控制系统结构框图，包括：

采集模块1，用于采集单相逆变器的输出电流与输出电压；

重构模块2，用于利用二阶广义积分对所述输出电流、输出电压进行重构，生成与所述输出电流、输出电压相位相差90度的正交虚拟量；

坐标变换模块3，用于将所述正交虚拟量进行旋转坐标变换，得到虚拟轴的矢量信号，将所述矢量信号经旋转坐标变化解耦成直流信号；

电压外环PI矢量控制器4，用于调整所述直流信号与参考电压之间的第一误差电压，对所述第一误差电压与直流信号叠加后进行坐标反变换产生为正弦信号的第一控制信号；

误差校准模块5，基于第二误差电压利用重复控制器得到相应的误差校准信号；

重复控制模块6，用于对所述误差校准信号与所述第一控制信号进行第叠加，得到第二控制信号；

电流内环控制器7，利用电流负载前馈补偿控制输出的控制信号与所述第二控制信号再次叠加生成第三控制信号；

脉冲信号生成模块8，利用SPWM算法调制所述第三控制信号产生控制单相逆变器输出电压的SPWM脉冲。

其中，需要说明的是，基于PI和重复控制的单相全桥逆变器控制系统与基于PI和重复控制的单相全桥逆变器控制方法为一一对应关系，基于PI和重复控制的单相全桥逆变器控制系统的技术细节、技术方案与技术效果请参照上述控制方法，在此不在赘述。

在另一些实施例中，还提供了一种逆变器，所述逆变器包括上述基于PI和重复控制的单相逆变器控制系统。

具体地，该逆变器至少为一个处理器；以及，与所述处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有可被所述处理器执行的指令，所述指令被所述处理器执行，以使所述处理器能够执行上述所述的单相逆变器的控制方法，所述处理器和所述存储器可以通过总线或者其他方式连接。

存储器作为一种非易失性计算机可读存储介质，可用于存储非易失性软件程序、非易失性计算机可执行程序以及模块，如本申请实施例中的单相逆变器的控制方法对应的程序指令/模块，例如，处理器通过运行存储在存储器中的非易失性软件程序、指令以及模块，从而执行服务器的各种功能应用以及数据处理，即实现上述方法实施例单相逆变器的控制方法。

存储器可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据节目分发装置的使用所创建的数据等。此外，存储器可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实施例中，存储器可选包括相对于处理器远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至节目分发装置。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。

所述一个或者多个模块存储在所述存储器中，当被所述一个或者多个处理器执行时，执行上述任意方法实施例中的单相逆变器的控制方法，例如，执行以上描述的图1中方法步骤，实现图11中的各模块和各单元的功能。

综上所述，本发本发明基于坐标变换的矢量控制思想结合广义二阶积分算法构建单相逆变器电压电流虚拟轴，通过电压电流双闭环PI控制结合重复控制原理的控制策略，利用坐标变换将反馈交流信号解耦，使得交流信号的相位幅值分离，还能够做到调频调幅功能，此时幅值可以做为固定不变的常量参考信号，从而实现PI控制方式的无静差跟踪。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。