一种多电平变换器调制策略
阅读说明：本技术 一种多电平变换器调制策略 (Modulation strategy of multi-level converter ) 是由 郭小强 王凡 王晓明 卢志刚 华长春 马瑞斯·马利诺夫斯基 乔瑟夫·格莱罗 于 2021-08-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种多电平变换器调制策略,包括如下步骤：S1、确定级联H桥个数N,电路的开关频率k,根据级联H桥个数N,确定三角载波V-(c)的移相角θ和所需要的三角载波V-(c)个数N；S2、确定电路直流侧电压V-(in),电路中阻感负载R和L；S3、确定调制度m,得到旋转SPWM调制波,在旋转SPWM调制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波,左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分并分别与三角载波相比较,在钳位时间内,开关保持常通或者关断状态,在正常调制时间内,开关高频动作,进而驱动电路,从而完成相应调制过程。(The invention discloses a modulation strategy of a multilevel converter, which comprises the following steps: s1, determining the number N of cascaded H bridges, the switching frequency k of the circuit, and determining the triangular carrier V according to the number N of the cascaded H bridges c Phase shift angle theta of and the required triangular carrier wave V c The number N; s2, determining the DC side voltage V of the circuit in Resistance-inductance loads R and L in the circuit; s3, determining a modulation degree m to obtain a rotating SPWM modulation wave, generating a left bridge arm modulation wave and a right bridge arm modulation wave of a corresponding circuit topology under the modulation of the rotating SPWM modulation wave, wherein the left bridge arm modulation wave and the right bridge arm modulation wave both comprise a clamping part and a modulation part and are respectively compared with a triangular carrier wave, a switch keeps a normal on or off state within clamping time, and the switch acts at a high frequency within normal modulation time to drive the circuit, so that a corresponding modulation process is completed.)
技术领域
本发明涉及多电平逆变器技术领域，尤其是一种多电平变换器调制策略。
背景技术
近年来，多电平逆变器已被广泛应用于高压和大功率系统。多电平逆变器具有高电压系统能力、低谐波失真、易于扩展和高容错能力等优点。因此，多电平逆变器广泛应用于高压直流输电系统和可再生能源系统。多电平逆变器有多种拓扑结构，其中级联H桥是应用最广泛的拓扑结构之一。级联H桥的调制方式有很多种，包括载波移相、载波层叠、不连续调制等。载波层叠调制下各模块功率分布不平衡。不连续调制下需要平衡开关次数和输出波形之间的关系。载波移相调制技术具有很大的性能优势，既可以保证模块之间的功率平衡，又可以保证输出波形的质量，因此被广泛应用于工业领域。但是，载波移相调制存在开关频率高、电路损耗大、电路效率低等局限性。
载波移相调制是一种适用于高压大容量变换器优秀调制方法。载波移相调制技术来源于自然采样SPWM理论和多重化理论，由于其较好的输出谐波特性和较高的传输带宽已经广泛应用在电力电子技术的各个领域。载波移相调制分为双极性和单极倍频。与双极性PWM相比，单极倍频调制等效开关频率高，输出波形中谐波含量低，因此其性能更好。所以，下面以单极倍频调制为代表介绍。图1是传统载波移相单极倍频调制控制原理图，单极倍频调制是由幅值相同、相位相反的两个调制波Um1和Um2，N个相移角θ分别为2π/N的三角载波组成。单极倍频调制的工作原理是当调制波Um1>Uc1时，第x个H桥单元的开关信号Sx1＝1，Sx2＝0，否则Sx1＝0，Sx2＝1，当调制波Um2>Uc1，第x个H桥单元的开关信号Sx3＝1，Sx4＝0，否则Sx3＝0，Sx4＝1。在这种调制下，电路中每个开关的频率是一致的，功率分配比较均衡，输出波形质量好，THD小。但是，在正常状态下，开关始终处于高频状态，开关损耗大，会降低系统的效率。
根据以上描述，不难发现虽然载波移相单极倍频调制输出波形质量好，但是开关始终处于高频动作，随着级联数目增加，电路效率会降低，开关管受热增加，更加容易损害，不利于电路稳定。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种多电平变换器调制策略，使得H桥单元减小开关次数，提升电路效率，还能保证输出波形质量；同时H桥单元应用旋转SPWM调制方法可以使得模块间开关损耗接近一致，电路中开关管受热均匀，利于电路稳定性能的提高和延长开关的使用寿命。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种多电平变换器调制策略，包括如下步骤：
S1、确定级联H桥个数N，电路的开关频率k，根据级联H桥个数N，确定三角载波Vc的移相角θ和所需要的三角载波Vc个数N；
S2、确定电路直流侧电压Vin，电路中阻感负载R和L；
S3、确定调制度m，得到旋转SPWM调制波，在旋转SPWM调制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，所述左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分并分别与三角载波相比较，当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波大于三角载波时，生成的驱动信号为高；当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波小于三角载波时，生成的驱动信号为低，在钳位时间内，开关保持常通或者关断状态，在正常调制时间内，开关高频动作，进而驱动电路，从而完成相应调制过程。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S1中三角载波移相角θ的表达式为：
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S3中旋转SPWM调制波表达式为：
其中，Vref是由正弦传统调制波变换而来的一种改进型调制波，Vsclamp表示一个钳位型调制波，正负半周幅值相同，且正负半周期内幅值保持恒定，用来钳位开关，使开关保持某种状态；
Vref表达式：
Vsclamp表达式：
本发明技术方案的进一步改进在于：所述步骤S3左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内电路依次分为四个阶段，第一个阶段：左侧桥臂上侧开关常通，左侧桥臂下侧开关关断，右侧桥臂开关高频动作，第一个阶段结束后开启第二个阶段；第二个阶段：右侧桥臂下侧开关常通，右侧桥臂上侧开关关断，同时左侧桥臂开关高频动作，第二个阶段结束后开启第三个阶段；第三个阶段：左侧桥臂下侧开关常通，左侧桥臂上侧开关关断，右侧桥臂开关高频动作，第三个阶段结束后开启第四个阶段；第四个阶段：右侧桥臂上侧开关常通，右侧桥臂下侧开关关断，同时左侧桥臂开关高频导通；第四阶段结束后，开始周期性循环。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第一个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波处于钳位部分，左侧桥臂调制波VsL始终大于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态；右侧桥臂调制波VsR处于调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VsR大于三角载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制波VsR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关S14关断，此时第一阶段结束。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第二个阶段具体电路状态过程为：右侧桥臂调制波处于钳位部分，右侧桥臂调制波VsR始终大于三角载波Vc，此时右侧桥臂下侧开关S14处于常通状态，右侧桥臂上侧开关S13处于关断状态；左侧桥臂调制波VsL处于调制部分，此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调制波VsL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11导通，同时左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VsL小于三角载波Vc，左侧桥臂下侧开关S12导通，同时左侧桥臂上侧开关S11关断，此时第二阶段结束。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第三个阶段具体电路状态过程为：左侧桥臂调制波处于钳位部分，左侧桥臂调制波VsL始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂调制波VsR处于调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VsR大于三角载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制波VsR小于三角载波Vc，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关S14关断，此时第三阶段结束。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述第四个阶段具体电路状态过程为：所述第四个阶段具体电路状态过程为：右侧桥臂调制波处于钳位部分，右侧桥臂调制波VsR始终小于三角载波Vc，这个阶段右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态，右桥臂上侧开关S13处于导通状态；左侧桥臂调制波VsL处于调制部分，此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调制波VsL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11导通，同时左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波小于三角载波Vc，左侧桥臂下侧开关S12导通，同时左侧桥臂上侧开关S11关断，此时第四阶段结束。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
本发明与传统调制方式不同，电路中开关并没有一直处于高频动作，而是高频和低频切换，在旋转SPWM调制波调制下生成电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分，可以有效降低开关次数，提升电路效率，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内依次分为四个阶段，开关以一种有序的方式开通和关断，在减少开关次数的同时还能保证输出波形质量；同时H桥单元应用旋转SPWM调制方法可以使得模块间开关损耗接近一致，电路中开关管受热均匀，有利于电路稳定运行，并能延长开关的使用寿命。
附图说明
图1是传统载波移相单极倍频调制控制原理图；
图2是单相级联H桥多电平逆变器拓扑图；
图3是本发明中三角载波示意图；
图4是本发明旋转SPWM新型调制波产生过程示意图；
图5是本发明旋转SPWM调制原理示意图；
图6是本发明旋转SPWM调制工作过程示意图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图2所示，图中有N个级联H桥级联，将本发明提供的一种多电平变换器调制策略应用到H桥拓扑中与传统调制方法对比，本发明的调整方法与传统调制方式不同，电路中开关并没有一直处于高频动作，而是高频和低频切换，在旋转SPWM调制波调制下生成电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分，可以有效降低开关次数，提升电路效率，左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内电路依次分为四个阶段，开关以一种有序的方式开通和关断，在减少开关次数的同时还能保证输出波形质量；同时H桥单元应用旋转SPWM调制方法可以使得模块间开关损耗接近一致，电路中开关管受热均匀，有利于电路稳定运行，并能延长开关的使用寿命。
具体包括如下步骤：
S1、如图3所示，确定级联H桥个数N，电路的开关频率k，根据级联H桥个数N，确定三角载波Vc的移相角θ和所需要的三角载波Vc个数N；三角载波移相角θ的表达式为：
S2、确定电路直流侧电压Vin，电路中阻感负载R和L；
S3、确定调制度m，得到旋转SPWM调制波如图4(c)所示，旋转SPWM调制波表达式为：
其中，Vref是由正弦传统调制波变换而来的一种改进型调制波，如图4(a)所示；Vsclamp表示一个钳位型调制波，如图4(b)所示，正负半周幅值相同，且正负半周期内幅值保持恒定，用来钳位开关，使开关保持某种状态；
Vref表达式：
Vsclamp表达式：
在旋转SPWM调制波调制下生成相应电路拓扑的左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波，所述左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波均包括钳位部分和调制部分并分别与三角载波相比较，当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波大于三角载波时，生成的驱动信号为高；当左侧桥臂调制波或右侧桥臂调制波小于三角载波时，生成的驱动信号为低，在钳位时间内，开关保持常通或者关断状态，在正常调制时间内，开关高频动作，进而驱动电路，从而完成相应调制过程。
具体调制过程如下，图5是本发明调制下提出的单相级联H桥多电平逆变器的旋转SPWM调制原理示意图，由于同一桥臂上下开关管互补导通，所以在图5中左侧桥臂只显示出左侧桥臂上侧开关S11的驱动信号g11，左侧桥臂只显示出右侧桥臂侧开关的驱动信号g14，图中Vo为H桥交流侧输出电压，E为直流侧输入电压。
左侧桥臂调制波和右侧桥臂调制波在一个周期内依次分为四个阶段如图4(c)所示：
第一个阶段(t0-t1)：第一个阶段具体电路状态过程如图6(a)所示，左侧桥臂上侧开关常通，左侧桥臂下侧开关关断，右侧桥臂开关高频动作，此阶段下左侧桥臂调制波处于钳位部分，则左侧桥臂开关始终处于一种状态，开通或者关断，此时左侧桥臂开关处于低频动作，左侧桥臂开关次数得到有效的降低。右侧桥臂调制波处于调制部分，则右侧桥臂开关处于高频动作状态。具体分析如下：左侧桥臂调制波处于钳位部分，左侧桥臂调制波VsL始终大于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于常通状态，左侧桥臂下侧开关S12处于关断状态；右侧桥臂调制波VsR处于调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VsR大于三角载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制波VsR小于三角载波Vc时，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关S14关断，此时第一阶段结束，第一个阶段结束后开启第二个阶段。
第二个阶段(t1-t2)：所述第二个阶段具体电路状态过程如图6(b)所示：右侧桥臂下侧开关常通，右侧桥臂上侧开关关断，同时左侧桥臂开关高频动作，此阶段下右侧桥臂调制波处于钳位部分，则右侧桥臂开关始终处于一种状态，开通或者关断，此时右侧桥臂开关处于低频动作，右侧桥臂开关次数得到有效的降低。左侧桥臂调制波处于调制部分，则左侧桥臂开关处于高频动作状态。具体说明如下，右侧桥臂调制波处于钳位部分，右侧桥臂调制波VsR始终大于三角载波Vc，此时右侧桥臂下侧开关S14处于常通状态，右侧桥臂上侧开关S13处于关断状态；左侧桥臂调制波VsL处于调制部分，此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调制波VsL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11导通，同时左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波VsL小于三角载波Vc，左侧桥臂下侧开关S12导通，同时左侧桥臂上侧开关S11关断，此时第二阶段结束，第二个阶段结束后开启第三个阶段。
第三个阶段(t2-t3)：所述第三个阶段具体电路状态过程如图6(c)所示：此时左侧桥臂调制波仍处于钳位部分，与第一阶段的区别是，此时左侧桥臂下侧开关常通，左侧桥臂上侧开关关断，右侧桥臂仍处于高频动作，具体分析如下：左侧桥臂调制波处于钳位部分，左侧桥臂调制波VsL始终小于三角载波Vc，此时左侧桥臂上侧开关S11处于关断状态，左侧桥臂下侧开关S12处于常通状态；右侧桥臂调制波VsR处于调制部分，此时右侧桥臂开关高频导通和关断，当右侧桥臂调制波VsR大于三角载波Vc时，右侧桥臂下侧开关S14导通，同时右侧桥臂上侧开关S13关断；当右侧桥臂调制波VsR小于三角载波Vc，右侧桥臂上侧开关S13导通，同时右侧桥臂下侧开关S14关断，此时第三阶段结束，第三个阶段结束后开启第四个阶段；
第四个阶段(t3-t4)：所述第四个阶段具体电路状态过程如图6(d)所示：此状态下右侧桥臂仍处于钳位部分，与第二阶段不同的是右侧桥臂上侧桥臂开关处于常通状态，右侧桥臂下侧桥臂开关处于关断状态，左侧桥臂依然处于高频动作。具体分析如下：右侧桥臂调制波处于钳位部分，右侧桥臂调制波VsR始终小于三角载波Vc，这个阶段右侧桥臂下侧开关S14处于关断状态，右桥臂上侧开关S13处于导通状态；左侧桥臂调制波VsL处于调制部分，此时左侧桥臂开关高频导通和关断，当左侧桥臂调制波VsL大于三角载波Vc时，左侧桥臂上侧开关S11导通，同时左侧桥臂下侧开关S12关断；当左侧桥臂调制波小于三角载波Vc，左侧桥臂下侧开关S12导通，同时左侧桥臂上侧开关S11关断，此时第四阶段结束，第四阶段结束后，开始周期性循环。
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