具体实施方式

下面，参照附图对本发明的优选实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式不对权利要求书所记载的本发明的内容进行不合理限定。此外，以下说明的所有结构不一定都是本发明的必要结构要件。

以下，以检测角速度作为物理量的物理量检测装置即角速度检测装置为例进行说明。

1.物理量检测装置

1-1.第1实施方式

1-1-1.物理量检测装置的结构

图1是本实施方式的物理量检测装置的功能框图。本实施方式的物理量检测装置1具有输出与物理量相关的模拟信号的物理量检测元件100、物理量检测电路200。

物理量检测元件100具有配置有驱动电极和检测电极的振动片，通常，为了尽量减小振动片的阻抗提高振荡效率，将振动片密封在确保气密性的封装内。在本实施方式中，物理量检测元件100具有所谓双T型振动片，该双T型振动片具有T型的两个驱动振动臂。

图2是本实施方式的物理量检测元件100的振动片的俯视图。物理量检测元件100例如具有由Z切的石英基板形成的双T型振动片。以石英为材料的振动片的谐振频率相对于温度变化的变动极小，因此，具有能够提高角速度的检测精度的优点。另外，图2中的X轴、Y轴、Z轴表示石英的轴。

如图2所示，物理量检测元件100的振动片的驱动振动臂101a、101b从两个驱动用基部104a、104b分别沿着Y轴向两侧延伸。在驱动振动臂101a的侧表面和上表面分别形成有驱动电极112、113，在驱动振动臂101b的侧表面和上表面分别形成有驱动电极113、112。驱动电极112、113分别经由图1所示的物理量检测电路200的DS端子、DG端子与驱动电路20连接。

驱动用基部104a、104b分别经由沿着X轴延伸的连接臂105a、105b与矩形的检测用基部107连接。

检测振动臂102从检测用基部107沿着Y轴向两侧延伸。在检测振动臂102的上表面形成有检测电极114、115，在检测振动臂102的侧表面形成有公共电极116。检测电极114、115分别经由图1所示的物理量检测电路200的S1端子、S2端子与检测电路30连接。并且，公共电极116接地。

在对驱动振动臂101a、101b的驱动电极112与驱动电极113之间施加交流电压作为驱动信号时，如图3所示，驱动振动臂101a、101b由于逆压电效应而如箭头B所示那样进行两个驱动振动臂101a、101b的末端重复相互接近和远离的弯曲振动。以下，有时将驱动振动臂101a、101b的弯曲振动也称为“激励振动”。

在该状态下对物理量检测元件100的振动片施加以Z轴为旋转轴的角速度时，驱动振动臂101a、101b在与箭头B的弯曲振动方向及Z轴双方垂直的方向上得到科氏力。其结果，如图4所示，连接臂105a、105b进行如箭头C所示的振动。并且，检测振动臂102与连接臂105a、105b的振动联动地如箭头D那样进行弯曲振动。伴随该科氏力的检测振动臂102的弯曲振动与驱动振动臂101a、101b的弯曲振动的相位相差90°。

但是，如果驱动振动臂101a、101b进行弯曲振动时的振动能量的大小或振动振幅的大小在两个驱动振动臂101a、101b中是相等的，则可取得驱动振动臂101a、101b的振动能量平衡，在未对物理量检测元件100施加角速度的状态下，检测振动臂102不进行弯曲振动。但是，在两个驱动振动臂101a、101b的振动能量失去平衡时，即使在不对物理量检测元件100施加角速度的状态下，检测振动臂102也会产生弯曲振动。该弯曲振动被称为泄漏振动，与基于科氏力的振动同样，是箭头D的弯曲振动，与驱动信号的相位相同。

并且，由于压电效应，在检测振动臂102的检测电极114、115上产生基于这些弯曲振动的交流电荷。这里，基于科氏力而产生的交流电荷根据科氏力的大小、即施加给物理量检测元件100的角速度的大小而变化。另一方面，基于泄漏振动而产生的交流电荷与对物理量检测元件100施加的角速度的大小无关，是恒定的。

另外，在驱动振动臂101a、101b的末端形成有宽度比驱动振动臂101a、101b宽的矩形形状的施重部103。通过在驱动振动臂101a、101b的末端形成施重部103，能够增大科氏力，并且以较短的振动臂得到期望的谐振频率。同样，在检测振动臂102的末端形成有宽度比检测振动臂102宽的施重部106。通过在检测振动臂102的末端形成施重部106，能够增大在检测电极114、115上产生的交流电荷。

如上所述，物理量检测元件100将Z轴作为检测轴，经由检测电极114、115输出基于科氏力的交流电荷和基于激励振动的泄漏振动的交流电荷。该物理量检测元件100作为检测角速度的惯性传感器发挥功能。以下，有时将基于科氏力的交流电荷也称为“角速度分量”、基于泄漏振动的交流电荷称为“振动泄漏分量”。

返回图1的说明，物理量检测电路200包含基准电压电路10、驱动电路20、检测电路30、数据处理电路40、存储部50、振荡电路60和时钟信号生成电路70。物理量检测电路200例如由单芯片的集成电路(IC：Integrated Circuit)实现。另外，物理量检测电路200也可以是省略或变更这些要素的一部分或者追加了其它要素的结构。

基准电压电路10根据从物理量检测电路200的VDD端子和VSS端子分别供给的电源电压vdd和接地电压gnd生成作为模拟接地电压的基准电压等恒定电压或恒定电流，供给到驱动电路20、检测电路30。

驱动电路20生成用于使物理量检测元件100进行激励振动的驱动信号，经由DS端子供给到物理量检测元件100的驱动电极112。此外，驱动电路20经由DG端子被输入通过物理量检测元件100的激励振动而在驱动电极113中产生的振荡电流，对驱动信号的振幅电平进行反馈控制，以使该振荡电流的振幅保持恒定。此外，驱动电路20生成相位与驱动信号相同的检波信号SDET，输出到检测电路30。

检测电路30经由物理量检测电路200的S1端子和S2端子分别被输入在物理量检测元件100的两个检测电极114、115上产生的交流电荷，使用检波信号SDET检测这些交流电荷中包含的角速度分量，生成并输出具有与角速度分量的大小对应的数字值的数字信号VDO。

存储部50具有未图示的非易失性存储器，在该非易失性存储器中存储有针对驱动电路20或检测电路30的各种修整数据、例如调整数据、校正数据。非易失性存储器例如也可以构成为MONOS(Metal Oxide Nitride Oxide Silicon)型存储器、EEPROM(ElectricallyErasable Programmable Read-Only Memory)。并且，存储部50也可以构成为具有未图示的寄存器，在物理量检测电路200的电源接通时、即VDD端子的电压从0V上升至期望的电压时，将非易失性存储器存储的各种修整数据传送并保持于寄存器，并将寄存器所保持的各种修整数据供给到驱动电路20、检测电路30。

数据处理电路40包含数字运算电路41和接口电路42。数字运算电路41根据主时钟信号MCLK进行动作。具体而言，数字运算电路41生成斩波信号CHO，并输出到检测电路30。此外，数字运算电路41对从检测电路30输出的数字信号VDO进行规定的运算处理，输出通过运算处理而得到的数字数据VO。在本实施方式中，数字运算电路41进行使数字信号VDO平均化的处理作为规定的运算处理。数字运算电路41也可以通过对数字信号VDO进行数字滤波处理，使数字信号VDO平均化。即，数字运算电路41作为对数字信号VDO进行平均化而输出数字数据VO的平均化电路发挥功能。

接口电路42根据来自作为物理量检测电路200的外部装置的MCU(Micro ControlUnit)5的请求，进行读出存储在存储部50的非易失性存储器或寄存器中的数据并输出到MCU 5的处理、将从MCU 5输入的数据写入存储部50的非易失性存储器或寄存器的处理等。接口电路42例如是SPI(Serial Peripheral Interface)总线的接口电路，从MCU 5发送的选择信号、时钟信号、数据信号分别经由物理量检测电路200的SS端子、SCLK端子、SI端子输入，经由物理量检测电路200的SO端子将数据信号输出到MCU5。另外，接口电路42也可以是与SPI总线以外的各种总线例如I²C(Inter-Integrated Circuit)总线等对应的接口电路。

振荡电路60产生源时钟信号并输出到时钟信号生成电路70。振荡电路60例如也可以构成为环形振荡器、CR振荡电路。

时钟信号生成电路70根据振荡电路60产生的源时钟信号，产生主时钟信号MCLK，将主时钟信号MCLK输出到数字运算电路41。此外，时钟信号生成电路70根据振荡电路60产生的源时钟信号而产生时钟信号ADCLK，将时钟信号ADCLK输出到检测电路30。

1-1-2.驱动电路的结构

接着，对驱动电路20进行说明。图5是示出驱动电路20的结构例的图。如图5所示，本实施方式的驱动电路20包含I/V转换电路21、高通滤波器22、比较器23、全波整流电路24、积分器25和比较器26。另外，本实施方式的驱动电路20也可以是省略或变更这些要素的一部分或者追加了其它要素的结构。

I/V转换电路21将通过物理量检测元件100的激励振动产生并经由DG端子输入的振荡电流转换为交流电压信号。

高通滤波器22去除I/V转换电路21的输出信号的偏移。

比较器23将高通滤波器22的输出信号的电压与基准电压进行比较生成二值化信号。然后，比较器23在该二值化信号为高电平时使NMOS晶体管导通而输出低电平，在二值化信号为低电平时使NMOS晶体管截止，将经由电阻器而被上拉的积分器25的输出电压作为高电平输出。比较器23的输出信号作为驱动信号经由DS端子供给到物理量检测元件100。通过使该驱动信号的频率与物理量检测元件100的谐振频率一致，能够使物理量检测元件100稳定地振荡。

全波整流电路24对I/V转换电路21的输出信号进行全波整流，输出直流化的信号。

积分器25以从基准电压电路10供给的期望的电压VRDR为基准，对全波整流电路24的输出电压进行积分并输出。全波整流电路24的输出越高、即I/V转换电路21的输出信号的振幅越大，则该积分器25的输出电压越低。因此，振荡振幅越大，则作为比较器23的输出信号的驱动信号的高电平的电压越低，振荡振幅越小，则驱动信号的高电平的电压越高，因此，施加自动增益控制(AGC：Auto Gain Control)，以使振荡振幅保持为恒定。

比较器26将高通滤波器22的输出信号的电压放大，生成作为二值化信号的方波电压信号，作为检波信号SDET输出。

1-1-3.检测电路的结构

接着，对检测电路30进行说明。图6是示出检测电路30的结构例的图。如图6所示，本实施方式的检测电路30包含Q/V转换电路210、可变增益放大器220、混合器230、有源滤波器240和模拟/数字转换电路270。另外，本实施方式的检测电路30也可以是省略或变更这些要素的一部分或者追加了其它要素的结构。

Q/V转换电路210包含运算放大器211、电阻器212、电容器213、运算放大器214、电阻器215和电容器216。

从物理量检测元件100的振动片的检测电极114经由S1端子向运算放大器211的反相输入端子输入包含角速度分量和振动泄漏分量的交流电荷。电阻器212是运算放大器211的反馈电阻。此外，电容器213是运算放大器211的反馈电容。同样地，从物理量检测元件100的振动片的检测电极115经由S2端子向运算放大器214的同相输入端子输入包含角速度分量和振动泄漏分量的交流电荷。电阻器215是运算放大器214的反馈电阻。此外，电容器216是运算放大器214的反馈电容。输入到运算放大器211的交流电荷和输入到运算放大器214的交流电荷的相位相差180°，运算放大器211的输出信号与运算放大器214的输出信号的相位相反。以这样的方式构成的Q/V转换电路210将从SI端子和S2端子分别输入的交流电荷转换为电压信号，输出相位相反的差分信号Vp1、Vn1。即，Q/V转换电路210作为根据物理量检测元件100的输出信号来输出差分信号Vp1、Vn1的信号转换电路发挥功能。

可变增益放大器220包含运算放大器221、电阻器222、电容器223、电容器224、运算放大器225、电阻器226、电容器227和电容器228。电阻器222、226的电阻值是可变的，电容器223、224、227、228的电容值是可变的。

从运算放大器211输出的信号经由电容器224输入到运算放大器221。电阻器222是运算放大器221的反馈电阻。此外，电容器223是运算放大器221的反馈电容。同样地，从运算放大器214输出的信号经由电容器228输入到运算放大器225。电阻器226是运算放大器225的反馈电阻。此外，电容器227是运算放大器225的反馈电容。以这样的方式构成的可变增益放大器220将从Q/V转换电路210输出的差分信号Vp1、Vn1放大，输出期望的电压电平的差分信号Vp2、Vn2。

混合器230包含开关231、开关232、开关233和开关234。

开关231、233在驱动电路20输出的检波信号SDET为高电平时导通，在驱动电路20输出的检波信号SDET为低电平时截止。此外，开关232、234在检波信号SDET为低电平时导通，在检波信号SDET为高电平时截止。混合器230在检波信号SDET为高电平时直接输出从可变增益放大器220输出的差分信号Vp2、Vn2，在检波信号SDET为低电平时输出差分信号Vp2、Vn2的正负互换后的信号。以这样的方式构成的混合器230作为检波电路发挥功能，检波电路使用检波信号SDET对从可变增益放大器220输出的差分信号Vp2、Vn2进行检波并输出包含角速度分量的差分信号Vp3、Vn3。混合器230输出的差分信号Vp3、Vn3是与对物理量检测元件100施加的角速度对应的电压电平的信号。

有源滤波器240被输入基于差分信号Vp1、Vn1的差分信号Vp3、Vn3。有源滤波器240包含电阻器241、电容器242、电阻器243、电阻器244、电容器245、电阻器246、电容器247、电阻器248、电阻器249、电容器250、第1斩波电路251、运算放大器252、第2斩波电路253和电容电路260。电阻器241的一端、电容器242的一端、电阻器243的一端以及电阻器244的一端相互连接。此外，电阻器246的一端、电容器247的一端、电阻器248的一端以及电阻器249的一端相互连接。电阻器241的另一端以及电阻器246的另一端被输入从混合器230输出的差分信号Vp3、Vn3。电容器242的另一端以及电容器247的另一端接地。

电阻器243的另一端、电容器245的一端以及第1斩波电路251的第1输入端子相互连接，电阻器244的另一端、电容器245的另一端以及第2斩波电路253的第1输出端子连接。此外，电阻248的另一端、电容器250的一端以及第1斩波电路251的第2输入端子连接，电阻器249的另一端、电容器250的另一端以及第2斩波电路253的第2输出端子连接。

第1斩波电路251设置于Q/V转换电路210与运算放大器252之间的信号路径、具体而言、混合器230与运算放大器252之间的信号路径，被输入基于物理量检测元件100的输出信号的差分信号Vp4、Vn4。经由电阻器241、243向第1斩波电路251的第1输入端子输入基于从混合器230输出的差分信号Vp3、Vn3的差分信号Vp4、Vn4的一方的信号Vp4，经由电阻器246、248向第1斩波电路251的第2输入端子输入基于从混合器230输出的差分信号Vp3、Vn3的差分信号Vp4、Vn4的另一方的信号Vn4。然后，第1斩波电路251根据斩波信号CHOP，从第1输出端子输出被输入到第1输入端子和第2输入端子的两个信号的一方，从第2输出端子输出另一方。

在本实施方式中，第1斩波电路251在斩波信号CHOP为低电平时，从第1输出端子输出被输入到第1输入端子的信号，从第2输出端子输出被输入到第2输入端子的信号。此外，第1斩波电路251在斩波信号CHOP为高电平时，从第2输出端子输出被输入到第1输入端子的信号，从第1输出端子输出被输入到第2输入端子的信号。因此，斩波信号CHOP周期性地重复低电平和高电平，由此，输入到第1斩波电路251的差分信号Vp4、Vn4中包含的DC附近的信号分量被第1斩波电路251转换为作为斩波信号CHOP的频率的斩波频率fch附近的信号分量。

运算放大器252的反相输入端子与第1斩波电路251的第1输出端子连接，运算放大器252的同相输入端子与第1斩波电路251的第2输出端子连接。即，第1斩波电路251与运算放大器252之间的信号路径具有第1信号路径和第2信号路径。第1信号路径是从第1斩波电路251的第1输出端子到运算放大器252的反相输入端子的信号路径，第2信号路径是从第1斩波电路251的第2输出端子到运算放大器252的同相输入端子的信号路径。然后，运算放大器252对从第1斩波电路251经由第1信号路径和第2信号路径输入的差分信号Vp5、Vn5进行差分放大。

第2斩波电路253设置于运算放大器252与模拟/数字转换电路270之间的信号路径。第2斩波电路253的第1输入端子与运算放大器252的同相输出端子连接，第2斩波电路253的第2输入端子与运算放大器252的反相输出端子连接，第2斩波电路253被输入基于运算放大器252的输出信号的差分信号Vp6、Vn6。第2斩波电路253的第1输入端子被输入从运算放大器252输出的差分信号Vp6、Vn6的一方的信号Vp6，第2斩波电路253的第2输入端子被输入从运算放大器252输出的差分信号Vp6、Vn6的另一方的信号Vn6。然后，第2斩波电路253根据斩波信号CHOP，从第1输出端子输出被输入到第1输入端子和第2输入端子的两个信号的一方，从第2输出端子输出另一方。

在本实施方式中，第2斩波电路253在斩波信号CHOP为低电平时，从第1输出端子输出被输入到第1输入端子的信号，从第2输出端子输出被输入到第2输入端子的信号。此外，第2斩波电路253在斩波信号CHOP为高电平时，从第2输出端子输出被输入到第1输入端子的信号，从第1输出端子输出被输入到第2输入端子的信号。因此，斩波信号CHOP周期性地重复低电平和高电平，由此，输入到第2斩波电路253的差分信号Vp6、Vn6包含的斩波频率fch附近的信号分量被转换为DC附近的信号分量。此外，差分信号Vp6、Vn6包含的DC附近的信号分量被第2斩波电路253转换为斩波频率fch附近的信号分量。其结果，在第2斩波电路253的输出信号中，有效地减少运算放大器252产生的1/f噪声。

模拟/数字转换电路270的第1输入端子与第2斩波电路253的第1输出端子连接，模拟/数字转换电路270的第2输入端子与第2斩波电路253的第2输出端子连接。而且，模拟/数字转换电路270将基于有源滤波器240的输出信号、即第2斩波电路253的输出信号的差分信号Vp7、Vn7转换为数字信号VDO。具体而言，模拟/数字转换电路270根据时钟信号ADCLK将差分信号Vp7、Vn7采样到未图示的输入电容中并转换为数字信号VDO。作为模拟/数字转换电路270，可以应用逐次比较型、电阻梯形(1adder)型、δ-Σ型等各种模拟/数字转换电路。

但是，差分信号Vp5、Vn5的极性通过第1斩波电路251的斩波动作以规定的电压为基准而周期性地反转，但在极性发生反转时产生的过冲、下冲越大，则之后产生称为振荡(Ringing)的电压变动的时间越长。而且，在差分信号Vp5、Vn5产生振荡时，在基于差分信号Vp5、Vn5生成的差分信号Vp7、Vn7中也产生相同的振荡。如果在模拟/数字转换电路270的采样定时，差分信号Vp7、Vn7产生振荡，则数字信号VDO包含由该振荡引起的误差，灵敏度线性误差会增大。因此，在本实施方式中，通过设斩波频率fch与采样频率fs之间的关系为fch<fs/2，在从差分信号Vp5、Vn5的极性发生反转起到极性下一次反转为止的期间内，模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行平均N次采样，转换为数字信号VDO。N是比1大的数，差分信号Vp7、Vn7在振荡较小的定时被采样的比例增加，因此，误差较小的数字信号VDO的比例增大。因此，数字运算电路41使数字信号VDO平均化，由此，所得到的数字数据VO的误差减小。其结果，灵敏度线性误差减小。

特别是，在设k为2以上的整数时，优选为fch＝fs/2^k。由此，通过将k个触发电路串行地连接后的简易分频电路，能够得到对时钟信号ADCLK进行2^k分频后的斩波信号CHOP。整数k越大，则差分信号Vp7、Vn7产生的振荡的影响越小，因此，灵敏度线性误差越小，但是，另一方面，分频电路的尺寸增加，并且斩波频率fch降低，所以，信号频带变窄。例如，优选整数k是2或3、即为fch＝fs/4或fch＝fs/8。

另外，差分信号Vp1、Vn1是“第1差分信号”的一例。此外，差分信号Vp3、Vn3是“第2差分信号”的一例。此外，差分信号Vp7、Vn7是“第3差分信号”的一例。

图7是示出各种信号的波形的一例的图。在图7的例子中，模拟/数字转换电路270在时钟信号ADCLK从低电平起变化为高电平的上升沿的定时，对差分信号Vp7、Vn7进行采样并保持，将所保持的差分信号Vp7、Vn7转换为数字信号VDO。即，时钟信号ADCLK为低电平的期间是采样期间Ts，时钟信号ADCLK为高电平的期间是保持期间Th。此外，在图7的例子中，时钟信号ADCLK的各上升沿的定时在斩波信号CHOP为低电平的期间内存在2次，在斩波信号CHOP为高电平的期间内存在2次。即，作为斩波信号CHOP的频率的斩波频率fch与作为时钟信号ADCLK的频率的采样频率fs的关系为fch＝fs/4。

在图7的例子中，差分信号Vp4、Vn4中的信号Vp4是比规定的电压Vref高的恒定电压的信号，信号Vn4是比电压Vref低的恒定电压的信号。差分信号Vp5、Vn5在斩波信号CHOP为低电平的期间是与差分信号Vp4、Vn4相同的信号，在斩波信号CHOP为高电平的期间是以电压Vref为基准而使差分信号Vp4、Vn4的极性反转后的信号。差分信号Vp6、Vn6是以电压Vref为基准而使差分信号Vp5、Vn5的极性反转后的信号。差分信号Vp7、Vn7在斩波信号CHOP为低电平的期间是与差分信号Vp6、Vn6相同的信号，在斩波信号CHOP为高电平的期间是以电压Vref为基准而使差分信号Vp6、Vn6的极性反转后的信号。

在差分信号Vp5、Vn5中产生过冲、下冲，在差分信号Vp5、Vn5中从极性刚刚互换后起产生的振荡也传播到差分信号Vp6、Vn6和差分信号Vp7、Vn7。因此，在假设为fch＝fs/2的情况下，在差分信号Vp5、Vn5中极性互换之后，模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7在进行采样时受到振荡的影响，由模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行转换而得到的数字信号VDO的误差较大。因此，由数字运算电路41使数字信号VDO平均化而得到的数字数据VO的误差也增大，灵敏度线性误差会增大。

实际上，由于fch＝fs/4，因此，在差分信号Vp5、Vn5的极性互换之后，模拟/数字转换电路270在最初对差分信号Vp7、Vn7进行采样时受到振荡的影响，但是，在接下来进行采样时几乎不受到振荡的影响。因此，由模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行转换而得到的数字信号VDO的一半的误差相对较小，由数字运算电路41使数字信号VDO平均化而得到的数字数据VO的误差减小，可降低灵敏度线性误差。

图8是示出各种信号的波形的另一例的图。在图8的例子中，fch＝fs/8。因此，在差分信号Vp5、Vn5中极性互换之后，模拟/数字转换电路270在最初对差分信号Vp7、Vn7进行采样时受到振荡的影响，但是，在以后的3次的采样时几乎不受到振荡的影响。因此，由模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行转换而得到的数字信号VDO的75％的误差相对较小，由数字运算电路41使数字信号VDO平均化而得到的数字数据VO的误差更加减小，可进一步降低灵敏度线性误差。

图9是示出灵敏度线性误差的仿真结果的图。在图9中，实线表示fch＝fs/8时的本实施方式的物理量检测装置1的灵敏度线性误差，虚线表示fch＝fs/2时的比较例的物理量检测装置的灵敏度线性误差。如图9所示，在设满刻度为100％时，比较例的物理量检测装置的灵敏度线性误差在±0.08％左右的范围，与此相对，本实施方式的物理量检测装置1的灵敏度线性误差落入比±0.04％小的范围。这样，在本实施方式的物理量检测装置1中，斩波频率fch与采样频率fs的关系为fch<fs/2，由此，可降低灵敏度线性误差。

1-1-4.作用效果

在以上说明的本实施方式的物理量检测装置1中，物理量检测电路200具有：Q/V转换电路210，其根据物理量检测元件100的输出信号来输出差分信号Vp1、Vn1；有源滤波器240，其被输入基于差分信号Vp1、Vn1的差分信号Vp3、Vn3；以及模拟/数字转换电路270，其对基于有源滤波器240的输出信号的差分信号Vp7、Vn7进行采样，将差分信号Vp7、Vn7转换为数字信号VDO。此外，有源滤波器240包含：第1斩波电路251，其设置于Q/V转换电路210与运算放大器252之间的信号路径，被输入基于差分信号Vp3、Vn3的差分信号Vp4、Vn4；运算放大器252，其被输入基于差分信号Vp4、Vn4的差分信号Vp5、Vn5；以及第2斩波电路253，其设置于运算放大器252与模拟/数字转换电路270之间的信号路径，被输入基于差分信号Vp5、Vn5的差分信号Vp6、Vn6。而且，在设模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行采样的频率为fs、第1斩波电路251以及第2斩波电路253进行斩波动作的频率为fch时，fch<fs/2。

因此，在模拟/数字转换电路270的前级设置的有源滤波器240作为抗混叠滤波器发挥功能，通过模拟/数字转换电路270的采样折返到信号频带，可减少高频噪声。

此外，输入到第1斩波电路251的差分信号Vp4、Vn4中包含的DC附近的信号分量通过第1斩波电路251转换为斩波频率fch附近的信号分量。此外，输入到第2斩波电路253的差分信号Vp6、Vn6中包含的斩波频率fch附近的信号分量被转换为DC附近的信号分量。此外，差分信号Vp6、Vn6中包含的DC附近的信号分量通过第2斩波电路253被转换为斩波频率fch附近的信号分量。其结果，在第2斩波电路253的输出信号中，可有效地减少运算放大器252产生的1/f噪声。

另一方面，由于在通过第1斩波电路251的斩波动作而使差分信号Vp5、Vn5的极性互换时产生的过冲而产生振荡，在差分信号Vp5、Vn5中产生的振荡传播到差分信号Vp7、Vn7。与此相对，通过设斩波频率fch与采样频率fs之间的关系为fch<fs/2，在从差分信号Vp5、Vn5的极性发生反转起到极性下一次发生反转为止的期间内，模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行平均N次采样，转换为数字信号VDO。N是比1大的数，差分信号Vp7、Vn7在振荡较小的定时被采样的比例增加，因此，误差较小的数字信号VDO的比例增大。其结果，通过使数字信号VDO平均化，可降低灵敏度线性误差。

因此，根据第1实施方式的物理量检测装置1，在物理量检测电路200中，能够减少由于运算放大器252的动作而产生的1/f噪声，并且降低灵敏度线性误差。

此外，根据第1实施方式的物理量检测装置1，在设k为2以上的整数时，fch＝fs/2^k，由此，通过将k个触发电路串行地连接后的简易分频电路，能够得到对频率为fs的时钟信号ADCLK进行2^k分频而得到的频率为fch的斩波信号CHOP。

并且，在第1实施方式的物理量检测装置1中，物理量检测电路200具有作为使数字信号VDO平均化而输出的平均化电路发挥功能的数字运算电路41。因此，根据第1实施方式的物理量检测装置1，数字运算电路41使数字信号VDO平均化，由此，所得到的数字数据VO的误差减小，灵敏度线性误差减少。

1-2.第2实施方式

第2实施方式的物理量检测装置1的有源滤波器240的结构与第1实施方式的物理量检测装置1不同。以下，针对第2实施方式的物理量检测装置1，对与第1实施方式相同的结构要素标注相同的标号，省略或简化与第1实施方式重复的说明，主要对与第1实施方式不同的内容进行说明。

图10是示出第2实施方式的物理量检测装置1中的有源滤波器240的结构例的图。在图10中，对与图6相同的结构要素标注相同标号。如图10所示，有源滤波器240具有与第1信号路径以及所述第2信号路径连接的电容电路260。如上所述，第1信号路径是从第1斩波电路251的第1输出端子到运算放大器252的反相输入端子的信号路径，第2信号路径是从第1斩波电路251的第2输出端子到运算放大器252的同相输入端子的信号路径。电容电路260具有电容元件261，电容元件261的一端与第1信号路径连接，电容元件261的另一端与第2信号路径连接。电容元件261例如是电容器。

如上所述，差分信号Vp5、Vn5的极性通过第1斩波电路251的斩波动作以预定的电压为基准而周期性地反转，但是，在极性反转时产生的过冲、下冲越大，则在差分信号Vp5、Vn5、差分信号Vp6、Vn6和差分信号Vp7、Vn7中产生振荡的时间越长。与此相对，在本实施方式中，通过电容元件261，能够减少在差分信号Vp5、Vn5的极性切换时产生的过冲，能够使由于过冲而产生的振荡在短时间内收敛。

有源滤波器240的其他结构与图6相同，所以省略其说明。此外，第2实施方式的物理量检测装置1的其他结构与图1相同，因此，省略其图示和说明。

图11是示出第2实施方式中的各种信号的波形的一例的图。在图11的例子中，与图7相同，斩波频率fch与采样频率fs的关系是fch＝fs/4，用虚线表示图7所示的各种信号的振荡波形。

在本实施方式中，由于存在电容元件261，所以，在图11中如实线所示，可减少在差分信号Vp5、Vn5中产生的过冲、下冲，在差分信号Vp5、Vn5、差分信号Vp6、Vn6和差分信号Vp7、Vn7中产生的振荡在短时间内收敛。因此，在差分信号Vp5、Vn5的极性切换之后，模拟/数字转换电路270在最初对差分信号Vp7、Vn7进行采样时，振荡的影响减小，在下一次进行采样时几乎不受到振荡的影响。因此，由模拟/数字转换电路270对差分信号Vp7、Vn7进行转换而得到的数字信号VDO的一半的误差较小，剩余的一半的误差更小，因此，由数字运算电路41使数字信号VDO平均化而得到的数字数据VO的误差进一步减小，灵敏度线性误差进一步降低。另外，虽然省略图示和说明，但是，在fch＝fs/8的情况下，灵敏度线性误差进一步降低。

图12是示出第2实施方式中的灵敏度线性误差的仿真结果的图。在图12中，实线表示本实施方式的物理量检测装置1的灵敏度线性误差，虚线表示不存在电容电路260的比较例的物理量检测装置的灵敏度线性误差。如图12所示，在设满刻度为100％时，比较例的物理量检测装置的灵敏度线性误差在±0.15％左右的范围，与此相对，第2实施方式的物理量检测装置1的灵敏度线性误差落入比±0.05％小的范围。这样，第2实施方式的物理量检测装置1通过具有电容电路260，降低灵敏度线性误差。

根据以上说明的第2实施方式的物理量检测装置1，与第1实施方式的物理量检测装置1同样，在物理量检测电路200中，能够减少由于运算放大器252的动作产生的1/f噪声，并且降低灵敏度线性误差。

并且，在第2实施方式的物理量检测装置1中，有源滤波器240具有电容元件261，第1斩波电路251与运算放大器252之间的信号路径具有第1信号路径和第2信号路径，电容元件261的一端与第1信号路径连接，电容元件261的另一端与第2信号路径连接。

因此，通过电容元件261，可抵消至少一部分互为反相的、在第1信号路径中传播的信号Vp5产生的振荡和在第2信号路径中传播的信号Vn5产生的振荡，能够在更短时间内使振荡收敛。其结果，根据第2实施方式的物理量检测装置1，在物理量检测电路200中，灵敏度线性误差进一步降低，或者能够提高模拟/数字转换电路270的采样频率来扩大信号频带。

1-3.第3实施方式

在第3实施方式的物理量检测装置1中，有源滤波器240具有的电容电路260的结构与第2实施方式的物理量检测装置1不同。以下，针对第3实施方式的物理量检测装置1，对与第1实施方式或第2实施方式相同的结构要素标注相同的标号，省略或简化与第1实施方式或第2实施方式重复的说明，主要对与第1实施方式以及第2实施方式不同的内容进行说明。

图13是示出第3实施方式的物理量检测装置1中的有源滤波器240的结构例的图。在图13中，对与图10相同的结构要素标注相同标号。如图13所示，与第2实施方式同样，有源滤波器240具有与第1信号路径以及所述第2信号路径连接的电容电路260。

电容电路260具有第1电容元件262和第2电容元件263。第1电容元件262的一端与第1信号路径连接，另一端被供给恒定电压，第2电容元件263的一端与第2信号路径连接，另一端被供给该恒定电压。第1电容元件262和第2电容元件263例如是电容器。在图13的例子中，向第1电容元件262的另一端和第2电容元件263的另一端公共地供给的恒定电压是从VSS端子供给的接地电压gnd。但是，该恒定电压可以是从VDD端子供给的电源电压vdd，也可以是其他电压。

有源滤波器240的其他结构与图6或图10相同，所以，省略其说明。此外，第3实施方式的物理量检测装置1的其他结构与图1相同，因此，省略其图示和说明。

根据以上说明的第3实施方式的物理量检测装置1，与第1实施方式的物理量检测装置1同样，在物理量检测电路200中，能够减少由于运算放大器252的动作产生的1/f噪声，并且降低灵敏度线性误差。

并且，在第3实施方式的物理量检测装置1中，有源滤波器240具有第1电容元件262和第2电容元件263，第1斩波电路251与运算放大器252之间的信号路径具有第1信号路径和第2信号路径，第1电容元件262的一端与第1信号路径连接，另一端被供给恒定电压，第2电容元件263的一端与第2信号路径连接，另一端被供给该恒定电压。

因此，通过第1电容元件262和第2电容元件263，可抵消至少一部分互为反相的、在第1信号路径中传播的信号Vp5产生的振荡和在第2信号路径中传播的信号Vn5产生的振荡，能够在更短时间内使振荡收敛。其结果，根据第3实施方式的物理量检测装置1，在物理量检测电路200中，灵敏度线性误差进一步降低，或者能够提高模拟/数字转换电路270的采样频率来扩大信号频带。

1-4.变形例

在上述的各实施方式中，数字运算电路41使数字信号VDO平均化而生成数字数据VO，但也可以是，物理量检测装置1输出数字信号VDO，MCU 5等外部装置使数字信号VDO平均化而生成数字数据VO。

此外，在上述的各实施方式中，作为物理量检测装置1，列举了包含检测角速度的物理量检测元件100的角速度传感器的例子，但是，物理量检测元件100检测的物理量不限于角速度，也可以是角加速度、加速度、速度、力等。此外，物理量检测元件100的振动片也可以不是双T型，例如可以是音叉型或梳齿型，也可以是三棱柱、四棱柱、圆柱状等形状的音片型。此外，作为物理量检测元件100的振动片的材料，可以替代石英(SiO₂)，例如使用钽酸锂(LiTaO₃)、铌酸锂(LiNbO₃)等压电单晶或锆钛酸铅(PZT)等压电陶瓷等压电性材料，也可以使用硅半导体。此外，物理量检测元件100的振动片例如也可以是在硅半导体的表面的一部分上配置了夹在驱动电极中的氧化锌(ZnO)、氮化铝(AlN)等的压电薄膜而成的结构。此外，物理量检测元件100不限于压电型的元件，也可以是动电型、静电容量型、涡流型、光学型、应变仪型等振动式的元件。例如，物理量检测元件100也可以是静电电容型的MEMS(MicroElectro Mechanical Systems)振子。此外，物理量检测元件100的检测方式不限于振动式，例如也可以是光学式、旋转式、流体式。

此外，在上述的各实施方式中，作为物理量检测装置1，列举了具有一个物理量检测元件100的单轴传感器的例子，但是，物理量检测装置1也可以是具有多个物理量检测元件100的多轴传感器。例如，物理量检测装置1可以是具有检测绕互不相同的3个轴的角速度的3个物理量检测元件的3轴陀螺仪传感器，也可以是具有检测角速度的物理量检测元件和检测加速度的物理量检测元件的复合传感器。

上述的实施方式和变形例是一例，并不限于此。例如，也能够将各实施方式和各变形例适当组合。

本发明包含与在实施方式中说明的结构实质相同的结构(例如，功能、方法和结果相同的结构或者目的和效果相同的结构)。此外，本发明包含将在实施方式中说明的结构的非本质性部分进行置换后的结构。此外，本发明包含能够起到与在实施方式中进行了说明的结构相同作用效果的结构、或能够实现相同目的的结构。并且，本发明包含对在实施方式中说明的结构附加公知技术的结构。

可根据上述的实施方式和变形例导出以下的内容。

物理量检测电路的一个方式具有：信号转换电路，其根据物理量检测元件的输出信号而输出第1差分信号；有源滤波器，其被输入基于所述第1差分信号的第2差分信号；以及模拟/数字转换电路，其对基于所述有源滤波器的输出信号的第3差分信号进行采样，将所述第3差分信号转换为数字信号，所述有源滤波器包含：运算放大器；第1斩波电路，其设置于所述信号转换电路与所述运算放大器之间的信号路径；以及第2斩波电路，其设置于所述运算放大器与所述模拟/数字转换电路之间的信号路径，在设所述模拟/数字转换电路对所述第3差分信号进行采样的频率为fs、所述第1斩波电路和所述第2斩波电路进行斩波动作的频率为fch时，fch<fs/2。

在该物理量检测电路中，设置于模拟/数字转换电路的前级的有源滤波器作为抗混叠滤波器发挥功能，通过模拟/数字转换电路的采样折返到信号频带，可减少高频噪声。此外，输入到第1斩波电路的信号中包含的DC附近的信号分量通过第1斩波电路转换为斩波频率fch附近的信号分量。此外，输入到第2斩波电路的信号中包含的斩波频率fch附近的信号分量被转换为DC附近的信号分量。此外，输入到第2斩波电路的信号中包含的DC附近的信号分量通过第2斩波电路转换为斩波频率fch附近的信号分量。其结果，在第2斩波电路的输出信号中，可有效地减少在运算放大器中产生的1/f噪声。另一方面，由于在通过第1斩波电路的斩波动作而使第1斩波电路的输出信号的极性切换时产生的过冲而产生振荡，在第1斩波电路的输出信号中产生的振荡传播到第3差分信号。与此相对，通过设斩波频率fch与模拟/数字转换电路的采样频率fs的关系为fch<fs/2，在从第1斩波电路的输出信号的极性发生反转起到极性下一次发生反转为止的期间内，模拟/数字转换电路对第3差分信号进行平均N次采样，转换为数字信号。N是比1大的数，第3差分信号在振荡较小的定时被采样的比例增加，因此，误差较小的数字信号的比例增大。其结果，通过使数字信号平均化，灵敏度线性误差降低。因此，根据该物理量检测电路，能够减少由于运算放大器的动作而产生的1/f噪声，并且使灵敏度线性误差减少。

在所述物理量检测电路的一个方式中，也可以是，在设k为2以上的整数时，fch＝fs/2^k。

根据该物理量检测电路，能够通过将k个触发电路串行地连接后的简易分频电路得到对频率为fs的信号进行2^k分频后的频率为fch的信号。

在所述物理量检测电路的一个方式中，也可以是，所述物理量检测电路具有平均化电路，该平均化电路使所述数字信号平均化并输出。

根据该物理量检测电路，平均化电路使数字信号平均化，由此，所得到的数字数据的误差减小，灵敏度线性误差降低。

在所述物理量检测电路的一个方式中，也可以是，所述有源滤波器具有电容元件，所述第1斩波电路与所述运算放大器之间的信号路径具有第1信号路径和第2信号路径，所述电容元件的一端与所述第1信号路径连接，所述电容元件的另一端与所述第2信号路径连接。

在该物理量检测电路中，通过电容元件，可抵消至少一部分互为反相的、在第1信号路径中传播的信号产生的振荡和在第2信号路径中传播的信号产生的振荡，能够在更短时间内使振荡收敛。因此，根据该物理量检测电路，灵敏度线性误差进一步降低，或者能够提高模拟/数字转换电路的采样频率来扩大信号频带。

在所述物理量检测电路的一个方式中，也可以是，所述有源滤波器具有第1电容元件和第2电容元件，所述第1斩波电路与所述运算放大器之间的信号路径具有第1信号路径和第2信号路径，所述第1电容元件的一端与所述第1信号路径连接，另一端被供给恒定电压，所述第2电容元件的一端与所述第2信号路径连接，另一端被供给所述恒定电压。

在该物理量检测电路中，通过第1电容元件和第2电容元件，可抵消至少一部分互为反相的、在第1信号路径中传播的信号产生的振荡和在第2信号路径中传播的信号产生的振荡，能够在更短时间内使振荡收敛。因此，根据该物理量检测电路，灵敏度线性误差进一步降低，或者能够提高模拟/数字转换电路的采样频率来扩大信号频带。

物理量检测装置的一个方式具有：所述物理量检测电路的一个方式；以及所述物理量检测元件。

根据该物理量检测装置，由于具有能够减少由于运算放大器的动作而产生的1/f噪声并且降低灵敏度线性误差的物理量检测电路，所以，能够实现较高的可靠性。