具体实施方式

为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

如图1所示，本实施例提供了一种高频脉振电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，具体包括以下步骤：

步骤S1：获取六相定子电流i_A～i_F，时间t，设置注入高频电流信号频率ω_h，计算高频信号角度θ_h：

θ_h＝ω_h·t

步骤S2：利用步骤S1得到的高频信号角度θ_h计算高频脉振电流：

其中，I_m为注入高频电流信号幅值。

步骤S3：利用步骤S2得到的αT轴高频脉振电流信号i_αTh和βT轴高频脉振电流信号i_βTh，转矩平面基波电流给定和计算转矩平面电流给定 和

步骤S4：利用步骤S3得到的转矩平面电流给定和悬浮平面电流给定和零序电流给定i_o1 ^*和i_o2 ^*，计算六相定子电流给定

其中，i_o1 ^*＝0，i_o2 ^*＝0。

步骤S5：将利用步骤S4得到的六相电流给定与六相定子电流i_A～i_F通过电流闭环控制器得到逆变器开关信号S_A～S_F，从而实现在电机运行时向电机绕组中注入高频电流信号i_αTh和i_βTh。其中电流闭环控制器可以采用熟知的滞环比较器或PID控制器构成。

步骤S6：检测E、B、C、F相绕组端电压u_E、u_B、u_C、u_F。

步骤S7：通过加法器得到空间对称绕组EB相高频电压之和u_EB，CF相高频电压之和u_CF，再经过中心频率为ω_h的带通滤波器得到角频率为ω_h的空间对称绕组EB相高频电压之和u_EBh，CF相高频电压之和u_CFh：

其中，BPF(·)表示带通滤波器。

步骤S8：将利用步骤S7得到的空间对称绕组EB相高频电压之和u_EBh，CF相高频电压之和u_CFh乘以单位正弦信号s＝cos(ω_ht)，得到空间对称绕组EB相高频电压之和的两倍频分量u_eEBh，CF相高频电压之和的两倍频分量u_eCFh：

步骤S9：将利用步骤S8得到的空间对称绕组EB相高频电压之和的两倍频分量u_eEBh，CF相高频电压之和的两倍频分量u_eCFh分别通过截止频率为0.2ω_h的低通滤波器得到空间对称绕组EB相高频电压之和的直流分量u_LEBh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量u_LCFh：

其中，LPF(·)表示低通滤波器。

步骤S10：利用步骤S9得到的空间对称绕组EB相高频电压之和的直流分量u_LEBh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量u_LCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量u_Lαh和β轴高频电压分量u_Lβh：

步骤S11：利用S10得到的α轴高频电压分量u_Lαh和β轴高频电压分量u_Lβh，可以估计出转子径向位移x与y为：

其中，

其中，M为偏差自电感，a和b为电感系数。

在步骤S3中，转矩平面基波电流给定和可以由给定转速n^*与实际转速n之间的误差、相绕组电流，根据转矩控制算法，通过转矩平面基波电流给定计算环节得到。

在步骤S4中，悬浮平面电流给定和可以由给定转子偏心x^*与观测转子偏心x之间的误差、给定转子偏心y^*与观测转子偏心y之间的误差，根据悬浮力控制算法，通过悬浮平面电流给定计算环节得到。

在步骤S11中，偏差自电感M，电感系数a和b可以通过有限元仿真计算得到，具体包括以下步骤：

步骤S11-1：在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L₀，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，得到偏差自电感M为：

M＝(L_e-L₀)×10⁴

其中，L_e为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感。

步骤S11-2：在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为l_A1，A2线圈耦合的磁链为l_A2，并且l_A1＝l_A2，l_A1+l_A2＝L₀。与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为l_a，与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为l_b，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为l_c，计算电感系数a，b和c为：

较佳的，在本实施例中，步骤S1中，可以采用电流传感器及AD转换通道，检测出定子绕组电流i_A～i_F；

接下来结合图2至图6对本实施例方法的原理进行具体阐述。

图2为本实施例中电机的结构，电机12个U型铁心，每个U型铁心之间夹一个沿切向充磁的永磁体，充磁方向交替相反，转子有10个齿。定子每相绕组串联绕在空间相互垂直的定子齿上，构成6相对称绕组。其中A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角，绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流i_AT～i_FT和控制转子径向悬浮的六相对称悬浮电流i_AS～i_FS，同时为保证电机转子产生的悬浮力正比于悬浮电流，令空间对称绕组中流过的悬浮电流大小方向均相等，即i_A＝i_AT+i_AS，i_B＝i_BT+i_BS，i_C＝i_CT+i_CS，i_D＝i_DT+i_DS，i_E＝i_ET+i_ES，i_F＝i_FT+i_FS；其中i_AT＝-i_DT，i_ET＝-i_BT，i_CT＝-i_FT，i_AS＝i_DS，i_ES＝i_BS，i_CS＝i_FS。定义XY坐标系，其中X轴线与A1线圈轴线重合。

较佳的，本实施例的驱动系统硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、六相绕组电流采集电路、六相绕组电压采样电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。其中六相逆变器直流母线电压也可以采用合适的直流电源提供。六相逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。六相绕组电压采样电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。电流检测、端电压采样电路输出的弱电信号送到中央控制器A/D转换模块。根据取得的信号和本发明的转子径向偏移观测方法观测出转子径向偏移x、y，再根据观测的转子径向位移、定子电流，由转子径向悬浮及切向旋转控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

本实施例方法的基本原理如下：

定义如下转矩控制和悬浮控制坐标系。如图4为转矩控制坐标系定义，A相和D相绕组空间对称、B相和E相绕组空间对称、C相和F相绕组空间对称。六相绕组轴线空间上互差60°机械角。绕组中同时流过控制电机切向旋转的六相对称转矩电流i_AT～i_FT，其中i_AT＝-i_DT，i_ET＝-i_BT，i_CT＝-i_FT。利用恒功率矩阵将电机A-F自然坐标系定子电流变化到静止直角坐标系αTβT，转矩电流在αTβT坐标系的投影为i_αT、i_βT，再将转矩电流由静止直角坐标系αTβT变化到dq旋转坐标系中，转矩电流在dTqT坐标系的投影i_dT和i_qT。其中，T₆恒功率矩阵为：

令空间对称绕组中流过的悬浮电流i_AS～i_FS大小方向均相等，即i_AS＝i_DS，i_ES＝i_BS，i_CS＝i_FS。由图1可知，A相绕组轴线处于转子齿中心线逆时针超前A1线圈9°机械角，根据xy方向磁拉力分析可知转子将受到在空间近似45°方向悬浮力，由此建立悬浮控制坐标系定义，如图5所示。XY为水平-垂直直角坐标系，X轴与图1中A1线圈轴线方向重合，与A相绕组轴线相差9°机械角，与转矩控制坐标系定义类似的，建立静止直角坐标系αSβS，悬浮电流在αSβS坐标系的投影为i_αS、i_βS。

如图6为电感系数定义示意图，在A相绕组中通入单位正向电流，计算转子无偏心情况下的A相绕组自电感L₀，然后设置转子向φ＝45°方向偏心0.1mm，

得到偏差自电感M为：

M＝(L_e-L₀)×10⁴ (2)

其中，L_e为转子向φ＝45°方向偏心0.1mm时的A相绕组自电感。

在A相绕组中通入单位正向电流，A1线圈耦合的磁链为l_A1，A2线圈耦合的磁链为l_A2，并且l_A1＝l_A2，l_A1+l_A2＝L₀。与A1线圈相差30°的线圈耦合的磁链为l_a，

与A1线圈相差60°的线圈耦合的磁链为l_b，，与A1线圈相差90°的线圈耦合的磁链为l_c，计算电感系数a，b和c为：

设置注入高频电流信号频率ω_h，获取六相定子电流i_A～i_F，时间t，计算高

频信号角度θ_h：

θ_h＝ω_h·t (4)

通过高频信号角度θ_h计算高频脉振电流：

其中，I_m为注入高频电流信号幅值。

注入到电机绕组中的六相高频电流给定为i_Ah～i_Fh：

E相绕组产生的角频率为ω_h的高频电压为：

其中，M_kE，k＝A～D,F为A～D,F相绕组与E相绕组间的互电感,L_E为E相绕组自电感。

B相绕组产生的角频率为ω_h的高频电压为：

其中，M_kB，k＝A,C～F为A,B～F相绕组与B相绕组间的互电感,L_B为B相绕组自电感。

C相绕组产生的角频率为ω_h的高频电压为：

其中，M_kC，k＝A,B,D～F为A,B,D～F相绕组与C相绕组间的互电感,L_C为C相绕组自电感。

F相绕组产生的角频率为ω_h的高频电压为：

其中，M_kF，k＝A～E为A～E相绕组与F相绕组间的互电感,L_F为F相绕组自电感。

其中，

根据式(7)-(11)，空间对称绕组EB相高频电压之和u_EBh，CF相高频电压之和u_CFh：

其中，

其中，M为偏差自电感，e为转子偏心距离，φ为转子偏心角度。

将空间对称绕组EB相高频电压之和u_EBh，CF相高频电压之和u_CFh乘以单位正弦信号s，得到空间对称绕组EB相高频电压之和的两倍频分量u_eEBh，CF相高频电压之和的两倍频分量u_eCFh：

将空间对称绕组EB相高频电压之和的两倍频分量u_eEBh，CF相高频电压之和的两倍频分量u_eCFh分别通过低通滤波器得到空间对称绕组EB相高频电压之和的直流分量u_LEBh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量u_LCFh：

将空间对称绕组EB相高频电压之和的两倍频分量u_eEBh，CF相高频电压之和的两倍频分量u_eCFh分别通过低通滤波器得到空间对称绕组EB相高频电压之和的直流分量u_LEBh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量u_LCFh：

将空间对称绕组EB相高频电压之和的直流分量u_LEBh，空间对称绕组CF相高频电压之和的直流分量u_LCFh分解至两相静止坐标系中，得到α轴高频电压分量u_Lαh和β轴高频电压分量u_Lβh，根据转子在x方向的位移和y方向的位移通过转子偏心距离e和转子偏心角度φ表示为x＝e·cosφ，y＝e·sinφ，可以得到α轴高频电压分量u_Lαh和β轴高频电压分量u_Lβh与x和y的关系为：

通过式(17)可以估计出转子径向位移x与y为：

由此，可以得到通过在转矩平面静止坐标系中注入高频脉振电流，采集空间对称的E相、B相，C相和F相电压，实现高频脉振电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法。

综上，本实施例为了得到估计的转子径向位移代替径向位移传感器获取的采样值，采用远高于转矩和悬浮控制电流频率的高频电流，在转矩平面静止坐标系注入高频脉振电流信号，通过转子径向位移与空间对称绕组的高频电压差异之间的关系，可以有效地在电机零速和低转速工况下准确估计转子径向位移，降低了无轴承电机制造及其控制运行成本，提高了控制系统可靠性，提高了电机系统集成度。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的高频脉振电流注入无轴承磁通切换电机转子偏心观测方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。