具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图2-11。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

实施例一：

本发明提出一种低功耗过温检测电路，用于检测待测设备是否过温，其原理框图如图2所示，所述低功耗过温检测电路至少包括偏置模块100、电阻桥200和处理模块300；所述偏置模块100的第一输入端连接参考电压，所述偏置模100块根据所述参考电压产生偏置电压；所述参考电压为所述低功耗过温检测电路所在芯片的内部电压；

所述电阻桥200包括检测电阻，所述电阻桥的第一端连接所述偏置模块100的第二输入端，所述检测电阻靠近所述待测设备；用于产生阈值电压和检测电压，所述阈值电压对应于所述待测设备过温的温度值，所述检测电压对应于所述待测设备的实时温度值；

所述处理模块300连接所偏置模块100的输出端和电阻桥200；所述处理模块根据所述偏置电压和所述检测电阻产生变频控制指令，并根据所述变频控制指令对所述阈值电压和所述检测电压进行处理以输出是否过温的逻辑信号。

本发明提出的低功耗过温检测电路至少包括偏置模块100、电阻桥200和处理模块300，电阻桥200包括检测电阻；偏置模块100根据第一输入端参考电压输出偏置电压，处理模块300根据变频控制指令对根据电阻桥获得的阈值电压和检测电压进行处理并输出是否过温的逻辑信号。本发明中的偏置模块根据电路内部芯片的电压作为参考电压输出偏置电压，相较于外部电源的供电电压作为参考电压，能够减少电源的供电电压变化产生的干扰；同时处理模块通过电阻桥的检测电阻和偏置模块输出的偏置电压产生变频控制指令，使过温检测电路在变频控制指令下控制使能状态下的比较器，使能状态包括低功耗状态和检测状态，低功耗状态是指待测设备温度平稳正常时使过温检测电路处于低检测频率的检测状态，检测状态是指随着待测设备温度升高逐渐增加检测频率，使过温检测电路处于增高检测频率的检测状态，基于比较器使能状态下的两种检测状态，能够降低整个过温检测电路的损耗。

本发明的处理模块至少包括转换单元、振荡器和比较单元；所述转换单元的第一端连接所述偏置模块的输出端，所述转换单元的第二端连接所述电阻桥的第一端，用于根据所述偏置电压将所述检测电阻转换为电信号；所述振荡器的输入端所述转换单元的输出端；用于根据所述电信号产生所述变频控制指令；所述比较单元的输入端和比较单元的参考端连接所述电阻桥，所述比较单元的控制端连接所述振荡器的输出端；用于根据所述变频控制指令对所述阈值电压和所述检测电压进行处理以输出是否过温的逻辑信号。

在本发明中具体是通过转换单元将检测电阻的阻值转换为电信号，从而使振荡器输出频率可变的变频控制指令，满足低功耗的要求。

在本发明中，转换单元是将检测电阻的阻值转换为正比于待测设备的实时温度值的电信号，换句话讲，就是利用检测电阻来产生一个正温度系数的电信号，进而能够产生随温度变化的频率信号，在待测设备的温度平稳或较低时，振荡器输出的频率较低，随着温度升高，振荡器输出的频率逐渐增加，用该变化的频率信号进行控制，可以在待测设备未超温时控制比较器处于低功耗状态，随着接近或达到温升阈值，逐渐加快检测的频率，使比较器处于检测状态，以及时快速的进行过温检测，因此，通过振荡器输出的变频控制指令能够达到低功耗的目的。

在本发明实施例中，电信号为电流信号，此时，电信号对于振荡器而言为流控信号；作为其他实施方式，电信号为电压信号，相对应的，电信号对于振荡器而言为压控信号。具体电信号为电流信号还是电压信号依据转换单元的具体结构确定。

本发明中的电阻桥还包括第一电阻支路和第二电阻支路；所述第一电阻支路和所述第二电阻支路并联；所述第一电阻支路上的每个电阻和所述第二电阻支路上的每个电阻都为阻值相同的固定电阻；所述第一电阻支路包括至少两个电阻；所述第一电阻支路的第一端连接所述偏置模块的第二输入端，所述第一电阻支路的第二端接地；选择所述第一电阻支路上两电阻之间的第一中间连接点作为所述电阻桥的第一分压点，所第一分压点连接所述比较单元的参考端，用于产生所述阈值电压；所述第二电阻支路包括至少两个电阻；所述第二电阻支路的第一端连接所述偏置模块的第二输入端，所述第二电阻支路的第二端接地；选择所述第二电阻支路上两电阻之间的第二中间连接点作为所述电阻桥的第二分压点，所述第二分压点连接所述检测电阻的第一端，所述检测电阻的第二端接地，所第二分压点连接所述比较单元的输入端，用于产生所述检测电压。

本发明的电阻桥通过用于检测待测设备的检测电阻和第二电阻支路中的至少一个固定电阻并联后再与其他固定电阻组成分压结构，能够使第二分压点的分压随温度的变化更接近线性，即有效的平滑检测电阻的阻值随温度变化的非线性关系、改善电阻失配造成的影响，使得到的检测电压与待测设备的温度具有更好的线性关系。

基于上述对结构原理的描述，本发明低功耗过温检测电路的工作过程为：首先偏置模块根据参考电压输出偏置电压，处理模块的转换单元根据偏置电压和电阻桥的检测电阻产生一个随温度变化的电信号，进而使振荡器根据电信号输出一个随温度变化的变频控制指令，使比较单元根据变频控制指令对通过电阻桥获取的阈值电压和检测电压进行处理以输出是否过温的逻辑信号。

在本发明实施例中，根据低功耗过温检测电路的原理，提供如图3所示的具体电路结构示意图，以下结合图3电路结构对本发明的原理进行具体的阐述。

偏置模块100包括运算放大器BUFF，运算放大器BUFF的反相输入端(偏置模块的第一输入端)连接参考电压VREF，参考电压VREF是所述低功耗过温检测电路所在芯片内部产生的电压，运算放大器BUFF的正相输入端(偏置模块的第二输入端)连接运算放大器BUFF的输出端(偏置模块的输出端)，形成一个闭环回路，运算放大器BUFF对参考电压与电阻桥200上的电压的差值进行放大之后，从其输出端输出偏置电压提供给处理模块300。使用运算放大器BUFF可以隔离电源噪声保证比较输出的精度。

在本发明实施例中，电阻桥的第一电阻支路包括两个电阻，第二电阻支路也包括两个电阻，检测电阻为采样阻值具有负温度系数的热敏电阻器NTC；具体的，

第一电阻支路包括第一电阻R1和第二电阻R2，第一电阻R1的上端(第一电阻支路的第一端)连接运算放大器BUFF的正相输入端，第一电阻R1的下端连接第二电阻R2的上端，第二电阻R2的下端(第一电阻支路的第二端)接地；由于第一电阻支路上仅有两个电阻，因此，第一电阻R1和第二电阻R2之间的连接点(第一中间连接点)就作为了电阻桥的第一分压点。

第二电阻支路包括第三电阻R3和第四电阻R4，第三电阻R3的上端(第二电阻支路的第一端)连接运算放大器BUFF的正相输入端，第三电阻R3的下端连接第四电阻R4的上端，第四电阻R4的下端(第二电阻支路的第二端)接地；由于第二电阻支路上也仅有两个电阻，因此，第三电阻R3和第四电阻R4之间的连接点(第二中间连接点)就作为了电阻桥的第二分压点；相对应的，检测电阻NTC的第一端连接电阻R4的上端，检测电阻NTC的第二端接地。

本发明实施例中，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的采样相同阻值的同种类同单元尺寸的电阻，能够使电阻之间的失配最小，进一步使比较器的输入失配小；同时，在比较器使能状态时工作，对待测设备的温度进行检测。

作为其他实施方式，第一电阻R1和第二电阻R2的阻值也可以不同，当改变第一电阻R1和第二电阻R2的比例可以调节输出与温度阈值对应的阈值电压。

以上示例不作为对本申请的具体限定。作为其他实施方式，电阻桥的第一电阻支路可以包括三个电阻或三个以上的电阻；第二电阻支路也可以包括三个以上的电阻，第一电阻支路上的电阻数量与第二电阻支路上的数量不同。相对应的，第一分压点和第二分压点的确定根据实际情况确定。

如图3所示本发明实施例中处理模块的转换单元包括第一电流镜和第二NMOS管MN2，第一电流镜包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，第二NMOS管MN2的栅极(转换单元的第一端)连接运算放大器BUFF的输出端(偏置模块的输出端)，第二NMOS管MN2的源极连接运算放大器BUFF的正相输入端(偏置模块的第二输入端)；所述第二NMOS管MN2的漏极连接所述第一PMOS管MP1的漏极、所述第一PMOS管MP1的栅极和所述第二PMOS管MP2的栅极；所述第一PMOS管MP1的源极和所述第二PMOS管MP2的源极连接所述低功耗过温检测电路的供电电压；所述第二PMOS管MP2的漏极(转换单元的输出端)连接所述振荡器的输入端。

本发明实施例中处理模块的比较单元包括比较器CMP，比较器CMP的参考端连接电阻桥的第一分压点，比较器CMP的输入端连接第二分压点，分别获取电阻桥能够产生的阈值电压和检测电压，再对阈值电压和检测电压进行比较，当检测电压大于等于阈值电压，比较器CMP就会输出过温的逻辑信号；假如过温的逻辑信号为高电平，那么当检测电压大于等于阈值电压时，比较器CMP输出高电平，当检测电压小于阈值电压时，比较器CMP输出低电平。

为了进一步降低电路的功耗，所述处理模块还包括双向开关，所述双向开关连接所述电阻桥和所述转换单元，用于维持或改变所述电阻桥的结构关系，以控制比较单元的状态。

如图4所示，在本发明实施例中所述双向开关包括第一开关SW1和第二开关SW2；所述第一开关SW1的第一端连接所述第二分压点，所述第一开关SW1的第二端连接所述检测电阻NTC的第一端(第四电阻R4的第一端)，所述第一开关SW1的控制端连接所述振荡器的输出端；所述第二开关SW2的第一端连接所述检测电阻NTC的第一端，所述第二开关SW2的第二端连接所述第二NMOS管MN2的漏极，所述第二开关管SW2的控制端通过反相器连接所述振荡器的输出端。

本发明的待测设备温度正常时，第一开关SW1断开，第二开关SW1闭合时，比较器CMP的使能状态为低功耗状态，不进行过温检测工作；随着待测设备温度的升高，在一定温升情况下，振荡器会根据输出的变频控制指令改变双向开关的状态，即第一开关SW1闭合，第二开关SW2断开，此时，比较器CMP的使能状态为检测状态；比较器CMP对阈值电压和检测电压进行处理，得到是否过温的逻辑信号；通过使用双向开关可以降低检测电路在待测设备在温度正常情况下进行高频率的检测工作造成的能耗损失，即降低了检测电路的损耗。

在本发明实施例中，双向开关包括两个独立的开关，作为其他实施方式，双向开关可以为单刀双掷开关或者双刀双掷开关，本发明对双向开关的具体选择不作限制，只要保证双向开关受控能够满足比较器CMP在一种开关状态下处于检测状态，另一种开关状态下处于低功耗状态，能够降低过温检测电路低功耗即可。

本发明实施例中的比较单元还包括锁存器，锁存器的输入端连接比较器CMP的输出端，锁存器的控制端连接所述振荡器的输出端，即通过振荡器输出的变频控制信号锁存比较器CMP输出的逻辑信号。

如图5所示，本发明实施例中的处理模块还包括第一MOS管，具体第一MOS管为第一NMOS管MN1；所述第一NMOS管MN1的漏极连接所述第二NMOS管MN2的漏极，所述第一NMOS管MN1的源极连接第二开关SW2的第二端；所述第一NMOS管MN1的栅极连接栅压点，所述栅压点包括所述偏置模块的第一输入端、所述偏置模块的第二输入端、所述偏置模块的输出端或所述第一电阻支路上任意两电阻之间的连接点。

在本发明实施例中，MOS管为NMOS管；作为其他实施方式，MOS管也可以为PMOS管。使用第一MOS管，可以降低低功耗过温检测电路的供电电压，也就是说，可以采用更小的供电电压。

当栅压点为偏置模块的第二输入端时，基于双向开关的作用，变频控制指令产生原理为：

当第一开关SW1闭合，第二开关SW2断开时，比较器处于检测状态，检测电阻NTC第一端(节点VSENSE)的电压为VREF*(Req/(Req+R3)，检测电阻NTC第一端(节点VSENSE)的电压是反比与温度的；其中，Req＝R4*R_NTC/(R4+R_NTC)，R_NTC是外部温度检测电阻的阻值。双向开关处于该状态下，流过第一NMOS管MP1的电流Ia为VREF*(R1+R2+R3+Req)/((R1+R2)*(R3+Req))，因此，电流Ia是正比于温度的。

当第一开关SW1断开，第二开关SW2闭合时，比较器处于低功耗状态，检测电阻NTC与电阻桥的固定电阻断开，通过将第二开关SW2改接到第一NMOS管MN1的漏端，流过第一NMOS管MN1的电流为(VREF-VGSn)/Req，其中，VGSn为第一NMOS管MN1的栅极和源极的压差，该电流为通常为正温度系数，双向开关处于该状态下，流过第一PMOS管MP1的电流Ib为VREF/(R1+R2)+(VREF-VGSn)/Req。

当栅压点为第一电阻R1和第二电阻R2之间时，流过第一NMOS管MN1的电流为(VREF*R2/(R1+R2)-VGSn)/Req)，流过第一NMOS管MN1的电流值通过第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的电流镜后输出电流信号进入振荡器OSC。

由于本申请中转换单元采样的是电流镜，因此输出的电信号为电流信号，若转换单元的结构输出的电压信号，那么输出电信号为电压信号。

振荡器根据电信号输出逻辑电平CLK和反相逻辑电平CLK_N的频率或是占空比，从而实现输出变频控制指令的效果；进而控制第一开关SW1和第二开关SW2的状态。

根据本发明的技术，可以得到如图11所示的在频率、温度和功耗的对应关系图。自适应的随温度变化的时序信号(由电流控制振荡器/电压控制振荡器产生)，说明如下：SW1＝“ON”状态检测温度，SW1＝“OFF”状态为低功耗的低功耗状态。随着温度升高，SW1为ON的状态增加。这里ON和OFF状态都有一个时间的最小值，都可以随温度变化。

由于本发明的电阻桥的结构多样性，因此，根据电阻桥的结构也可以产生不同的栅压点、第一分压点和第二分压点。

如图6所示，第一电阻支路包括第一电阻R1、第二一电阻R2a和第二电阻R2b，第一电阻R1的上端连接运算放大器的正极(偏置模块的第二输入端)，第一电阻R1的下端连接第二一电阻R2a的上端，第二一电阻R2a的下端连接第二二电阻R2b的上端，第二电阻R2b的下端接地；第二电阻支路包括第三电阻R3和第四电阻R4；第一电阻R1和第二一电阻R2a的中间连接点作为第一分压点，连接比较器CMP的参考端；第三电阻R3和第四电阻R4的中间连接点作为第二分压点，连接比较器CMP的输入端。

选取第二一电阻R2a和第二电阻R2b的中间连接点为栅压点，即第一NMOS管MN1的栅极连接第二一电阻R2a和第二电阻R2b的中间连接点。此时，第一NMOS管MN1的栅压更低、功耗也更低。

另外，转换单元的第一电流镜还包括微电阻Rx，微电阻Rx的上端连接供电电压，微电阻Rx的下端连接第一PMOS管MP1的源极。通过微电阻Rx、第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2组成电流镜结构，能够非线性改变电流镜的比例以调节振荡器的频率和温度关系。

在本发明实施例中，为了降低比较器获取阈值电压和检测电压的噪声，增设第一电容C1、第二电容C2和滤波电阻Rf，第一电容C1的两端分别连接第一分压点和接地端，为阈值电压降噪；第二电容C2连接在比较器CMP的输入端和接地端，滤波电阻Rf连接在第二分压点和比较器的输入端之间；第二电容C2和滤波电阻Rf组成RC电路为检测电压降噪，具体是滤除检测电阻NTC上长连线(图中虚线，在实际检测时，检测电阻相对检测电路而言，需要延长比较长的线路才能靠近待测设备)的噪声。

在本发明实施例中，通过合理设置固定电阻的阻值、参考电压的大小以及第一PMOS管MP1与第二PMOS管MP2的比例，能够使电路在适当的频率下分时工作以大幅度节省功耗。且在温度升高时，变频控制指令的时钟信号频率会自适应增加，致使电路的检测频率随温度增加，可以更及时的检测过温状态。

实施例二：

本实施例的电路结构与实施例一的区别在于，转换单元包括第一电流镜、第二电流镜和第二NMOS管MN2，如图8所示，第一电流镜包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，第二电流镜包括第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4。

具体的，所述第二NMOS管MN2的栅极(转换单元的第一端)连接运算放大器BUFF的输出端(偏置模块的输出端)，第二NMOS管MN2的源极(偏置模块的第二端)连接运算放大器BUFF的正相输入端(偏置模块的第二输入端)；所述第二NMOS管MN2的漏极连接所述第一PMOS管MP1的漏极和所述第一PMOS管MP1的栅极；所述第三PMOS管MP3的栅极和所述第四PMOS管MP4的栅极连接所述第四PMOS管MP4的漏极；第三PMOS管MP3的漏极连接所述第二PMOS管MP2的漏极；所述第二PMOS管MP2的漏极(转换单元的输出端)连接所述振荡器的输入端；所述第一PMOS管MP1的源极、所述第二PMOS管MP2的源极、所述第三PMOS管MP3的源极和第四PMOS管MP4的源极连接所述低功耗过温检测电路的供电电压。

相对应的，开关单元的第二开关SW2的第二端连接在第四PMOS管MP4的漏极；进一步的，当优选实施方式包括第一开关管时，如图8所示，第一PMOS管MN1的漏极连接第四PMOS管MP4的漏极，第一NMOS管MN1的源极连接第二开关SW2的第二端。

在本实施例中，第一NMOS管的电流通过第二电流镜加载到振荡器的输入端，从而改变振荡器的频率。还需要说明的是，第二电流镜中第三PMOS管MP3与第四PMOS管MP4的比例可以和第一电流镜的第一PMOS管MP1与第二PMOS管MP2的比例不同。

实施例三：

本实施例与实施一的区别在于，转换单元仅包括第一电流镜，如图9所示，第一电流镜包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2，第一PMOS管MP1的栅极和第二PMOS管MP2的栅极(转换单元的第一端)连接运算放大器的输出端，第一PMOS管MP1的漏极(转换单元的第二端)连接运算放大器的正极，第二PMOS管MP2的漏极连(转换单元的输出端)接振荡器的输入端。

图5中电路的供电电压受限于第一NMOS管MN1和第一PMOS管MP1，在保证第一NMOS管MN1和第一PMOS管MP1正常工作时，电路的供电电压最小值VDDmin为：

VDDmin＝VREF+VTHP+Vov_MP1+Vov_MN1

其中，VREF为参考电压，VTHP为第一NMOS管MN1的阈值电压，典型值为0.7V；Vov_MP1为第一PMOS管MP1的过驱动电压，典型值为0.3V；Vov_MN1为第一NMOS管MN1的过驱动电压，典型值为0.3V，

根据不同MOS管的典型值，可得VDDmin＝VREF+1.3V。

而本实施例中如图9所示，由于转换单元仅包括第一电流镜，那么电路的供电电压仅仅受限于第一PMOS管MP1，在保证第一PMOS管MP1正常工作时，电路的供电电压最小值VDDmin为：

VDDmin＝VREF+Vov_MP1＝VREF+0.3V

因为第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅极有相同电位、源极也有相同电位，所以第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2有相同的电流。当第二开关SW2导通，第一NMOS管MN1的电流通过第一PMOS管MP1时，运算放大器BUFF会自动调节第一PMOS管MP1的栅电压以满足电流需求，那么同时第二PMOS管MP2的电流也有相同的变化。如果第二PMOS管MP2和第一PMOS管MP1的尺寸不同，电流也将按尺寸比例变化。

实施例四：

本实施例与实施一的区别在于，所述处理模块至少包括振荡器、第二NMOS管和比较单元；如图10所示，所述第二NMOS管MN2的栅极连接所述偏置模块的输出端，所述第二NMOS管MN2的源极连接所述电阻桥的第一端，用于根据所述偏置电压将所述检测电阻的阻值转换为电信号；所述振荡器的输入端所述第二NMOS管MN2的漏极，所述振荡器的输出端通过电平转换单元连接比较单元的控制端；用于根据所述电信号产生所述变频控制指令，并将所述变频控制指令输出给比较单元；所述比较单元的输入端和所述比较单元的参考端连接所述电阻桥；用于根据所述变频控制指令对所述阈值电压和所述检测电压进行处理以输出是否过温的逻辑信号。

在本发明实施例中，振荡器可以为RC张弛振荡器，也可以为流控环形振荡器或压控环形振荡器等。

在本发明实施例中，所述处理模块还包括双向开关，所述双向开关连接所述电阻桥和所述振荡器，用于维持或改变所述电阻桥的结构关系，以控制所述比较单元的状态。

作为对本发明实施例的进一步限定，所述电阻桥还包括第一电阻支路和第二电阻支路；所述第一电阻支路和所述第二电阻支路并联；所述第一电阻支路上的每个电阻和所述第二电阻支路上的每个电阻都为阻值相同的固定电阻；所述第一电阻支路包括至少两个电阻；所述第一电阻支路的第一端连接所述偏置模块的第二输入端，所述第一电阻支路的第二端接地；选择所述第一电阻支路上两电阻之间的第一中间连接点作为所述电阻桥的第一分压点，所第一分压点连接所述比较单元的参考端；所述第一分压点产生所述阈值电压；所述第二电阻支路包括至少两个电阻；所述第二电阻支路的第一端连接所述偏置模块的第二输入端，所述第二电阻支路的第二端接地；选择所述第二电阻支路上两电阻之间的第二中间连接点作为所述电阻桥的第二分压点，所述第二分压点连接所述检测电阻的第一端，所述检测电阻的第二端接地，所第二分压点连接所述比较单元的输入端，所述第二分压点产生所述检测电压。

在本发明实施例中，处理模块还包括第一MOS管；所述第一MOS管的漏极连接所述振荡器，所述第一MOS管的源极连接所述双向开关；所述第一MOS管的栅极连接栅压点，所述栅压点包括所述偏置模块的第一输入端、所述偏置模块的第二输入端、所述偏置模块的输出端或所述第一电阻支路任意两电阻的连接点。

本实施例中，振荡器连接在电源和第二NMOS管MN2之间，利用电平转换单元对振荡器的输出信号进行处理，使输出信号的电压域更合适，电平转换单元Levelshift通常是零静态功耗的，因此，使得过温检测电路的功耗更低。

综上所述，本发明首先从整体电路上分析：由于没有使用采样保持电路结构，而是利用时序控制的锁存器来锁存比较器输出的逻辑信号，从而节省了电路结构的面积，使得电路结构简单，达到功耗小和和响应快的特点。其次从电路结构细节上分析：(1)相对于现有技术中使用固定的开关频率需要在温度检测响应时间和低功耗之间做折中，采用检测电阻NTC的阻值随温度变化产生的变化电流来确定振荡器的开关频率，温度越低，开关频率越低，功耗越节省，随着温度升高，检测的时间间隔会缩短，使检测响应更快，因此，能够达到更低功耗、更快响应时间的效果；(2)转换单元采样的电流镜结构可以调整镜像电流的温度系数；(3)电阻桥结构有效的平滑检测电阻NTC阻值随温度变化的非线性关系，改善电阻失配造成的影响，使比较器获取的与比较温度对应的阈值电压设置的更加准确。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。