一种时域高稳定超宽谱脉冲源
阅读说明：本技术 一种时域高稳定超宽谱脉冲源 (Time domain high-stability ultra-wide spectrum pulse source ) 是由 杨瑜 肖建平 朱维 罗尧天 唐冬林 童允 于 2021-01-19 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种时域高稳定超宽谱脉冲源,包括雪崩管V1～V22,所述雪崩管V1的基极、雪崩管V2的基极、电阻R25的一端连接、电阻R23的一端连接12V脉冲输入,所述雪崩管V1的集电极分别与电容C1的一端、雪崩管V2的集电极和电阻R2的一端连接,所述电阻R2的另一端与电阻R1的一端连接。本发明将前n级雪崩管改成了低压触发雪崩管,其抖动最优的触发点相应降低。从而大大减轻了对触发信号幅度和前沿的要求,提高了整个链路的输出时域稳定性。(The invention discloses a time domain high-stability ultra-wide spectrum pulse source which comprises avalanche transistors V1-V22, wherein a base electrode of a avalanche transistor V1, a base electrode of an avalanche transistor V2 and one end of a resistor R25 are connected, one end of a resistor R23 is connected with 12V pulse input, a collector electrode of an avalanche transistor V1 is respectively connected with one end of a capacitor C1, a collector electrode of the avalanche transistor V2 and one end of a resistor R2, and the other end of the resistor R2 is connected with one end of a resistor R1. The invention changes the first n-grade avalanche transistors into low-voltage trigger avalanche transistors, and the trigger point with the optimal jitter is correspondingly reduced. Therefore, the requirements on the amplitude and the leading edge of the trigger signal are greatly reduced, and the output time domain stability of the whole link is improved.)
技术领域
本发明属于超宽谱脉冲源领域，具体涉及一种时域高稳定超宽谱脉冲源。
背景技术
超宽谱脉冲源主要用途是产生频谱覆盖直流到几GHz的无载波、超宽谱脉冲信号。
超宽谱脉冲源通常采用Marx电路，其工作原理是在没有触发脉冲输入时对电路中的多个电容进行并联充电，当外部输入触发脉冲后，通过雪崩管的导通，多个电容对负载串联放电，从而在负载上形成超宽谱脉冲。
超宽谱脉冲源的主要指标有输出功率、效率、脉冲重复频率、时域稳定性等。其中，超宽谱脉冲源的时域稳定性指标是超宽谱脉冲源的重要指标之一。
现有超宽谱脉冲源所采用的典型Marx电路如图1所示，所谓Marx电路,是由德国科学家Marx发明的多管由电源并联充电,然后串联向负载放电的电路。Marx电路结构由于其并联充电、串联放电机理，所以具有突出优点，可以以较低的电源电压得到较高的输出脉冲，其幅度可以远高于电源电压。设计中研究了Marx电路充放电机理以及脉冲形成机理，下面简单介绍分析过程。
图1为一5级Marx电路，触发脉冲加入前，各雪崩管截止，但已处于临界雪崩状态。C1～C5各电容均充有直流偏置电源电压EC。
触发脉冲加入后，首先引起T1雪崩击穿，于是C2左端电势等于C1右端电势，即约等于EC(均指对地电势，下同)，电容充电后，其上所充电荷不会瞬间放电完毕，因而其两端电势差将几乎维持不变，于是，此时在C2右端，可得2倍EC的瞬间电势。而此瞬间电势加于管子T2上，T2也将发生雪崩击穿,以此类推，T3～T5管子将相继雪崩。最终，在C5右端，将得到几乎5倍EC的瞬间电势。
以上简单分析未考虑管子的雪崩电压范围。实际上2倍甚至5倍EC的电势加在管子上，管子必将烧毁。庆幸的是，这种情况不会发生。在C2右端电势从EC稍有上升，到EC+Δ时，T2便将出现雪崩短路。等到纳秒量级时间后，C2右端电势上升到两倍EC时，T2将不会遭受2EC的电压降，甚至此时后继的管子T3～T5也早已雪崩，不会承受大的压降，导致烧毁，而且T2～T5管子的雪崩也并不一定将按顺序进行。这种现象相当于有一个雪崩加速的效果，对于级联产生高压窄脉冲是非常有利的。
各级全部雪崩后，由于电容C1～C5此时相当于串联，并由C1左端对地、C5右端对地放电，所以此电势将迅速凋落,从而形成快凋落的脉冲后沿。电路两端均接入负载可以有效防止反射，以改善波形，在RL1、RL2上分别获得正、负脉冲。缺点是输出脉冲幅度减半。
在现有典型Marx电路中，由于靠近输出端的雪崩管T2～T5的触发脉冲幅度较高，且其前沿陡峭，其对输出脉冲的稳定性影响较小；而靠近输入端的雪崩管T1由于是基极触发，触发脉冲为视频信号，其幅度较低，前沿缓慢。因此，最终输出的超宽谱脉冲时域稳定性主要由整个Marx链路的第一级决定，即雪崩管T1。
目前典型电路在常温下的时域稳定性，抖动均方差为约为14ps。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种时域高稳定超宽谱脉冲源解决了超宽谱脉冲源的稳定性不高的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种时域高稳定超宽谱脉冲源，其特征在于，包括雪崩管V1～V22，所述雪崩管V1的基极、雪崩管V2的基极、电阻R25的一端连接、电阻R23的一端连接12V脉冲输入，所述雪崩管V1的集电极分别与电容C1的一端、雪崩管V2的集电极和电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端与电阻R1的一端连接，所述电容C1的另一端连接电阻R24的一端，所述雪崩管V1的发射极分别与雪崩管V2的发射极、电阻R26的一端和电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端分别与电阻R3的一端、雪崩管V3的集电极和雪崩管V13的集电极连接，所述雪崩管V3的基极分别与雪崩管V3的发射极、雪崩管V13的发射极、雪崩管V13的基极、电阻R13的一端和电容C3的一端连接，所述电容C3的另一端分别与电阻R4的一端、雪崩管V4的集电极和雪崩管V14的集电极连接，所述雪崩管V4的基极分别与雪崩管V4的发射极、雪崩管V14的发射极、雪崩管V14的基极、电阻R14的一端和电容C4的一端连接，所述电容C4的另一端分别与电阻R5的一端、雪崩管V5的集电极和雪崩管V15的集电极连接，所述雪崩管V5的基极分别与雪崩管V5的发射极、雪崩管V15的发射极、雪崩管V15的基极、电阻R15的一端和电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端分别与电阻R6的一端、雪崩管V6的集电极和雪崩管V16的集电极连接，所述雪崩管V6的基极分别与雪崩管V6的发射极、雪崩管V16的发射极、雪崩管V16的基极、电阻R16的一端和电容C6的一端连接，所述电容C6的另一端分别与电阻R7的一端、雪崩管V7的集电极和雪崩管V17的集电极连接，所述雪崩管V7的基极分别与雪崩管V7的发射极、雪崩管V17的发射极、雪崩管V17的基极、电阻R17的一端和电容C7的一端连接，所述电容C7的另一端分别与电阻R8的一端、雪崩管V8的集电极和雪崩管V18的集电极连接，所述雪崩管V8的基极分别与雪崩管V8的发射极、雪崩管V18的发射极、雪崩管V18的基极、电阻R18的一端和电容C8的一端连接，所述电容C8的另一端分别与电阻R9的一端、雪崩管V9的集电极和雪崩管V19的集电极连接，所述雪崩管V9的基极分别与雪崩管V9的发射极、雪崩管V19的发射极、雪崩管V19的基极、电阻R19的一端和电容C9的一端连接，所述电容C9的另一端分别与电阻R10的一端、雪崩管V10的集电极和雪崩管V20的集电极连接，所述雪崩管V10的基极分别与雪崩管V10的发射极、雪崩管V20的发射极、雪崩管V20的基极、电阻R20的一端和电容C10的一端连接，所述电容C10的另一端分别与电阻R11的一端、雪崩管V11的集电极和雪崩管V21的集电极连接，所述雪崩管V11的基极分别与雪崩管V11的发射极、雪崩管V21的发射极、雪崩管V21的基极、电阻R21的一端和电容C11的一端连接，所述电容C11的另一端分别与电阻R12的一端、雪崩管V12的集电极和雪崩管V22的集电极连接，所述雪崩管V12的基极分别与雪崩管V12的发射极、雪崩管V22的发射极、雪崩管V22的基极和电阻R22的一端连接并输出UWB信号，所述电阻R23的另一端、电阻R24的另一端、电阻R25的另一端、电阻R26的另一端、电阻R13的另一端、电阻R14的另一端、电阻R15的另一端、电阻R16的另一端、电阻R17的另一端、电阻R18的另一端、电阻R19的另一端、电阻R20的另一端、电阻R21的另一端和电阻R22的另一端均连接到地。
进一步地：所述电阻R1的另一端、电阻R3的另一端、电阻R4的另一端、电阻R5的另一端、电阻R6的另一端、电阻R7的另一端、电阻R8的另一端和电阻R9的另一端均连接100V直流输入。
进一步地：所述电阻R10的另一端、电阻R11的另一端和电阻R12的另一端均连接300V直流输入。
进一步地：所述雪崩管V1～V8以及雪崩管V13～V18均为低压雪崩管。
进一步地：所述雪崩管V9～V12以及雪崩管V19～V22均为中压雪崩管。
进一步地：所述电阻R23的一端还与二极管V23的正极连接，所述电阻R25的一端还与二极管V23的负极连接。
本发明的有益效果为：本发明将前n级雪崩管改成了低压触发雪崩管，其抖动最优的触发点相应降低。从而大大减轻了对触发信号幅度和前沿的要求，提高了整个链路的输出时域稳定性。
附图说明
图1为5级Marx电路；
图2为本发明电路图；
图3为Marx电路抖动测试原理图；
图4为脉冲抖动机理示意图；
图5为雪崩管输入触发曲线图；
图6为高稳定超宽谱脉冲源测试框图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
如图2所示，一种时域高稳定超宽谱脉冲源，其特征在于，包括雪崩管V1～V22，所述雪崩管V1的基极、雪崩管V2的基极、电阻R25的一端连接、电阻R23的一端连接12V脉冲输入，所述雪崩管V1的集电极分别与电容C1的一端、雪崩管V2的集电极和电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端与电阻R1的一端连接，所述电容C1的另一端连接电阻R24的一端，所述雪崩管V1的发射极分别与雪崩管V2的发射极、电阻R26的一端和电容C2的一端连接，所述电容C2的另一端分别与电阻R3的一端、雪崩管V3的集电极和雪崩管V13的集电极连接，所述雪崩管V3的基极分别与雪崩管V3的发射极、雪崩管V13的发射极、雪崩管V13的基极、电阻R13的一端和电容C3的一端连接，所述电容C3的另一端分别与电阻R4的一端、雪崩管V4的集电极和雪崩管V14的集电极连接，所述雪崩管V4的基极分别与雪崩管V4的发射极、雪崩管V14的发射极、雪崩管V14的基极、电阻R14的一端和电容C4的一端连接，所述电容C4的另一端分别与电阻R5的一端、雪崩管V5的集电极和雪崩管V15的集电极连接，所述雪崩管V5的基极分别与雪崩管V5的发射极、雪崩管V15的发射极、雪崩管V15的基极、电阻R15的一端和电容C5的一端连接，所述电容C5的另一端分别与电阻R6的一端、雪崩管V6的集电极和雪崩管V16的集电极连接，所述雪崩管V6的基极分别与雪崩管V6的发射极、雪崩管V16的发射极、雪崩管V16的基极、电阻R16的一端和电容C6的一端连接，所述电容C6的另一端分别与电阻R7的一端、雪崩管V7的集电极和雪崩管V17的集电极连接，所述雪崩管V7的基极分别与雪崩管V7的发射极、雪崩管V17的发射极、雪崩管V17的基极、电阻R17的一端和电容C7的一端连接，所述电容C7的另一端分别与电阻R8的一端、雪崩管V8的集电极和雪崩管V18的集电极连接，所述雪崩管V8的基极分别与雪崩管V8的发射极、雪崩管V18的发射极、雪崩管V18的基极、电阻R18的一端和电容C8的一端连接，所述电容C8的另一端分别与电阻R9的一端、雪崩管V9的集电极和雪崩管V19的集电极连接，所述雪崩管V9的基极分别与雪崩管V9的发射极、雪崩管V19的发射极、雪崩管V19的基极、电阻R19的一端和电容C9的一端连接，所述电容C9的另一端分别与电阻R10的一端、雪崩管V10的集电极和雪崩管V20的集电极连接，所述雪崩管V10的基极分别与雪崩管V10的发射极、雪崩管V20的发射极、雪崩管V20的基极、电阻R20的一端和电容C10的一端连接，所述电容C10的另一端分别与电阻R11的一端、雪崩管V11的集电极和雪崩管V21的集电极连接，所述雪崩管V11的基极分别与雪崩管V11的发射极、雪崩管V21的发射极、雪崩管V21的基极、电阻R21的一端和电容C11的一端连接，所述电容C11的另一端分别与电阻R12的一端、雪崩管V12的集电极和雪崩管V22的集电极连接，所述雪崩管V12的基极分别与雪崩管V12的发射极、雪崩管V22的发射极、雪崩管V22的基极和电阻R22的一端连接并输出UWB信号，所述电阻R23的另一端、电阻R24的另一端、电阻R25的另一端、电阻R26的另一端、电阻R13的另一端、电阻R14的另一端、电阻R15的另一端、电阻R16的另一端、电阻R17的另一端、电阻R18的另一端、电阻R19的另一端、电阻R20的另一端、电阻R21的另一端和电阻R22的另一端均连接到地。
所述电阻R1的另一端、电阻R3的另一端、电阻R4的另一端、电阻R5的另一端、电阻R6的另一端、电阻R7的另一端、电阻R8的另一端和电阻R9的另一端均连接100V直流输入。
所述电阻R10的另一端、电阻R11的另一端和电阻R12的另一端均连接300V直流输入。
重要的改进在以下方面：
(1)雪崩三极管由单管增加为双管并联，这样可以减小雪崩管导通时的导通电阻，并有利于可靠性的提高；
(2)电路中的雪崩三极管由原先的一种型号增加为两种：第一种中压雪崩管；第二种低压雪崩管；电路图中V1～V8、V13～V18采用低压雪崩管型号，V9～V12、V19～V22采用中压雪崩管型号；
(3)供电电源更改为两种不同的电压，分别给两种雪崩管供电。
典型Marx脉冲电路中的雪崩三极管只有一种中压雪崩管型号，本发明将该电路作了改进，对前n级雪崩电路改用低压雪崩管型号，且相应增加这n级电路的直流供电，后面级雪崩电路不变。此改进的目的主要是为了提高雪崩电路的相对触发电压，从而提高输出脉冲的稳定性。
由于时域的稳定性在频域上表现为相位噪声，经过傅立叶变换相互联系。因此，提高了时域稳定性，同时也就提高了输出信号的相位噪声。
为说明本发明的实际效果，首先分析脉冲抖动机理，脉冲抖动机理见图4所示。脉冲源每一级的输入触发脉冲使得雪崩管瞬间导通，形成输出脉冲前沿，随着电容放电结束，雪崩管关断，形成输出脉冲后沿。雪崩管由断路向导通转换时刻的不确定性产生了输出脉冲的抖动，其产生原因是由于开关状态转换的电平条件是一个范围值，并非严格的确定值。结合图示，假定雪崩管开关状态转换的电平范围是[VO-VB,VO+VB]，在触发信号斜率为K的条件下，其输出时基范围是[TO-TB,TO+TB]。则时基抖动TB、开关电平转换范围VB与触发信号上升沿斜率K满足：
从中可见，时基抖动与触发信号上升沿斜率K呈反比关系。因此，增大斜率K，可以减小雪崩管输出时基的抖动。
由于雪崩管的输入触发信号，可以近似等效为储能电容通过开关放电，据此仿真的输入触发信号曲线图见图5。从图中可见，在曲线的顶部M1附近，触发曲线的斜率已较为平缓，如果将触发点设置在曲线中部，即EC/2附近，则触发曲线的斜率最陡峭，此时雪崩管输出时基的抖动最小。
在传统电路中，由于各级雪崩电路所采用的器件均为中压触发雪崩管，其抖动最优的触发点在最高触发电压的二分之一附近。而在前级电路中，由于触发电压是由视频信号作输入，逐级倍压产生，因此，难以在最优触发点附近产生快速前沿的触发信号，从而导致整个链路的输出时域稳定性较差。
本发明将前n级雪崩管改成了低压触发雪崩管，其抖动最优的触发点相应降低。从而大大减轻了对触发信号幅度和前沿的要求，提高了整个链路的输出时域稳定性。
为验证本发明原理分析的正确性和方案设计的可行性，测试框图如图6所示，其中，晶振产生的信号经过数字分频后，产生PRF＝10kHz的信号作为触发信号，超宽谱源的输出经过衰减器后，使用高速宽带示波器测试脉冲源的时域稳定性，用频谱仪测试相位噪声。
按照图6连接测试电路，将数字分频器的两路输出一路作示波器的触发，另一路作超宽谱源的触发，示波器设置为余晖显示模式，积累200次，测量时域的抖动。再将超宽谱源的输出接衰减器、600MHz滤波器和频谱仪，测量频域的相噪。
如图3所示，为对本发明改进的效果作评估，将改进前的电路(典型设计)与改进后的电路(本发明设计)都在同一条件下进行对比测试，结果见表1。从中可见，本发明的抖动均方差由14ps降低为3.9ps，抖动最大值由50ps降低为18ps，相噪则由-70dBc/Hz降为-79dBc/Hz。
表1超宽谱源稳定性常温测试结果
抖动均方差(ps)
抖动最大值(ps)
相噪(dBc/Hz)
典型设计
14
50
-70
本发明
3.9
18
-79
为验证本电路在环境条件下的工作稳定性，将其分别放置在-40℃、-10℃和+60℃环境下工作，并进行相应的测试，结果见表2。从中可见，本发明在低温-40℃下的改进尤其明显，抖动均方差由200ps降低为5.78ps，抖动最大值由1000ps降低为24ps，相噪则由-50dBc/Hz降为-72.6dBc/Hz。
表2超宽谱源稳定性环境测试结果
抖动均方差(ps)
抖动最大值(ps)
相噪(dBc/Hz)
-40℃本发明
5.78
24
-72.6
-40℃典型设计
200
1000
-50
-10℃本发明
3.65
15
-76.3
-10℃典型设计
22
74
-68
+60℃本发明
3.14
13
-78.9
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