具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：

实施例1：一种自动平衡谐振能量装置，如图3所示：

包括功能模块M、输出隔离变压器、MOS管Q1、MOS管Q2、原边MOS管Q、两套谐振复位电路；

所述输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt1、复位绕组Nt2，这4个绕组绕在同一个磁芯上；

一套谐振复位电路为：电阻Ru1和电阻Rd1先串联，然后与谐振电容Cr1、二极管Dr1并联后，电阻Rd1接地；电阻Ru1与复位绕组Nt1的非同名端相连；

另一套谐振复位电路为：电阻Ru2和电阻Rd2先串联，然后与谐振电容Cr2、二极管Dr2并联后，电阻Rd 2接地；电阻Ru2与复位绕组Nt2的非同名端相连；

功能模块M的引脚DR1与MOS管Q1的栅极相连；MOS管Q1的源极接地，MOS管Q1的漏极与复位绕组Nt1的同名端相连；MOS管Q1控制谐振电容Cr1，二极管Dr1，复位绕组Nt1以及电阻Ru1和电阻Rd1的分压网络构成的谐振复位电路。

功能模块M的引脚DR2与MOS管Q2的栅极相连；MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的漏极与复位绕组Nt2的同名端相连；MOS管Q2控制谐振电容Cr2，二极管Dr2，复位绕组Nt2以及电阻Ru2和Rd2的分压网络构成的谐振复位电路。

功能模块M的引脚FB1与电阻R_U1和电阻R_D1的连接点相连，反馈谐振电容上电压波形的峰值以及谷值，功能模块根据谐振电容上电压波形控制MOS管Q1导通截至；

功能模块M的引脚FB2与电阻R_U2和电阻R_D2的连接点相连，反馈谐振电容上电压波形的峰值以及谷值，功能模块根据谐振电容上电压波形控制MOS管Q2导通截至；

功能模块M的引脚DR与原边MOS管Q的栅极相连；原边MOS管Q的漏极与原边绕组Np的非同名端相连；原边MOS管Q的的源极分别与功能模块M的引脚Ss、电阻R_S相连，电阻R_S接地。

V_IN为原边输入电压，V_IN的一端与原边绕组Np的同名端相连，V_IN的另一端接地；

付边绕组Ns与付边输出电路部分的输入端口相连。

即，与现有的如图1所述的正激式变换器相比，本发明的实施例1增加了一套谐振复位电路。两套谐振复位电路交替进行谐振复位，具体地说，功能模块M根据内部系统逻辑电路和反馈电压FB1和FB2(即Ru1和Rd1，Ru2和Rd2分压网络输出)，控制MOS管Q1或MOS管Q2导通/截至；即，MOS管Q1控制的谐振复位电路在当前开关周期进行复位，MOS管Q2控制的谐振复位电路在下一个开关周期进行复位；这样交替的进行复位。

说明：功能模块M内部系统逻辑电路中可以用一个D型触发器对开关频率进行分频，其输出Q端和QB端分别控制MOS管Q1和Q2进行谐振复位，因此按照本发明给出的技术方案能轻易制备获得功能模块M。

在图3中，隔离变压器的原边MOS管Q截至后，隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)经复位绕组Nt1、MOS管Q1内的体二极管自动向谐振电容Cr1进行谐振，与此同时，隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)也经复位绕组Nt2、MOS管Q2内的体二极管自动向谐振电容Cr2进行谐振，当隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零，两谐振电容Cr1和Cr2上电压达到峰值，并且如果Nt1匝数与Nt2匝数相等，无论两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压为何，两谐振电容Cr1和Cr2上电压最终相等；如果电容值Cr1＝Cr2，即，两谐振电容Cr1和Cr2上储存的电荷相等，在隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零期间，隔离变压器的付边绕组Ns、复位绕组Nt1和复位绕组Nt2是以耦合电感形式把激磁电感电流i_LM(t)的能量进行自动分配，即把能量向最低储能的谐振电容输送，也就是反激式多路同匝数绕组输出时，自动平衡各绕组的输出电压，使得各相同匝数绕组输出电压相同。

由于这一特性，在隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零期间，如果Nt1＝Nt2和Cr1＝Cr2，无论两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压为何，激磁电感电流的能量就自动分配到谐振电容Cr1和Cr2上，并且使得谐振电容Cr1和Cr2的最终储能是基本相等的。具体地说：如果谐振电容Cr1上电压低于谐振电容Cr2上电压，隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)将经复位绕组Nt1只对谐振电容Cr1充电，使得谐振电容Cr1上电压等于谐振电容Cr2上电压，然后隔离变压器的激磁电感电流将经复位绕组Nt1对谐振电容Cr1以及经复位绕组Nt2对谐振电容Cr2同时充电，直至达到谐振电容Cr1或Cr2的电压的峰值电压。也有可能Cr1电压一直低于Cr2的初始电压，隔离变压器的激磁电感电流将经复位绕组Nt1只对谐振电容Cr1充电，直到隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零。

在激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零之后，无论是MOS管Q1控制的谐振复位电路工作还是MOS管Q2控制的谐振复位电路工作，得到的反相的激磁电感电流将不一定是-Im，而是根据两谐振电容Cr1和Cr2的初始值来决定。

具体如下：

1)、假设两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压均为零，得到的反相的激磁电感电流将是-Im/2；

2)、当在稳态谐振复位时，假设谐振电容Cr1初始电压为零，而谐振电容Cr2初始电压为峰值，得到的反相的激磁电感电流将是-Im；反之亦然；

3)、假设两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压均不为零，得到的反相的激磁电感电流将是按照所有能量叠加后的总能量的二分之一来确定这反相的激磁电感电流值。

显然在稳态谐振复位时，经MOS管Q1或MOS管Q2控制的谐振复位电路在当前开关周期进行复位(复位电路运行已在背景技术中描述，在此不再重复)；MOS管Q2或MOS管Q1控制的谐振复位电路在下一个开关周期进行复位；这样交替的进行复位就是使得两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压交替为零和峰值，这使得到的反相的激磁电感电流将是-Im。

当输入电压波动或者输出功率增加，隔离变压器原边MOS管Q的导通时间突然增加导致激磁电感电流i_LM(t)突然的增加到Im+Δ时，经MOS管Q1(或MOS管Q2)控制的谐振复位电路在当前开关周期进行复位，相应的MOS管Q2(或MOS管Q1)控制的谐振复位电路在下一个开关周期进行复位，这使得得到的反相的激磁电感电流的幅值将是减小的；因为当激磁电感电流i_LM(t)突然的增加，将使得两谐振电容Cr1和Cr2的峰值电压都要增加，即谐振电容Cr1或Cr2由原峰值电压增加到新的峰值；或者，谐振电容Cr2或Cr1由零电压增加到新的峰值电压。这样新增加的激磁电感电流Im+Δ对应的能量是分别由两个谐振电容Cr1和Cr2来吸收，这样在两谐振电容Cr1和Cr2各自增加的能量就比如图1所示的一个谐振电容Cr增加的能量要小，由这两谐振电容Cr1或Cr2的新峰值电压产生的反相的激磁电感电流值幅值将是小于Im+Δ。这样经过MOS管Q1和Q2交替控制谐振复位，无需任何调节环路，就能自动把相邻开关周期各自的原边MOS管Q关断时刻的激磁电感电流瞬时值迅速调整为基本相同。

实施例2、如图4所示。

与实施例1对应的图3比，省去了一个谐振复位绕组。功能模块M根据内部系统逻辑电路和反馈电压FB(即检测绕组Nt的电压波形)或者以及MOS管Q1和Q2的体二极管电流信息，控制MOS管Q1或MOS管Q2导通/截至；MOS管Q1控制谐振电容Cr1的谐振复位网络；MOS管Q2控制谐振电容Cr2的谐振复位网络。谐振电容Cr1＝Cr2。

具体为：

包括功能模块M、输出隔离变压器、MOS管Q1、MOS管Q2、原边MOS管Q、一套谐振复位电路；

所述输出隔离变压器包括原边绕组Np、付边绕组Ns、复位绕组Nt；

所述谐振复位电路为：谐振电容Cr1、二极管Dr1先并联，然后与MOS管Q1的漏极相连；谐振电容Cr2、二极管Dr2先并联，然后与MOS管Q2的漏极相连；

MOS管Q1的栅极与功能模块M的引脚DR1相连，MOS管Q1的源极接功能模块M的引脚Cs；MOS管Q2的栅极与功能模块M的引脚DR2相连，MOS管Q2的源极接功能模块M的引脚Cs；在功能模块M中，Cs引脚与功能模块M的地之间有检测电阻连接，以检测MOS管Q1和Q2体二极管的总电流之和的变化情况。

复位绕组Nt的同名端与以下端点分别相连：功能模块M的引脚FB、谐振电容Cr1、二极管Dr1、谐振电容Cr2、二极管Dr2；复位绕组Nt的非同名端接地；

功能模块M的引脚DR与原边MOS管Q的栅极相连；原边MOS管Q的漏极与原边绕组Np的非同名端相连；原边MOS管Q的源极分别与功能模块M的引脚Ss、电阻Rs相连，电阻Rs接地。

V_IN为原边输入电压，V_IN的一端与原边绕组Np的同名端相连，V_IN的另一端接地；

付边绕组Ns与付边输出电路部分输入端口相连。

在图4中，隔离变压器原边MOS管Q截至后，隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)经复位绕组Nt以及MOS管Q1和MOS管Q2的体二极管向谐振电容Cr1和振电容Cr2进行谐振，当隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零，无论谐振电容Cr1和振电容Cr2的初始电压为何，使两谐振电容Cr1和振电容Cr2上电压达到峰值，两谐振电容Cr1和Cr2上电压基本相等。由于MOS管Q1和MOS管Q2的体二极管作用，复位绕组Nt的谐振电压是总是随着瞬时最低谐振电容Cr1或谐振电容Cr2的电压变化。也就是说，如果谐振电容Cr1上电压低于谐振电容Cr2上电压，隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)将只对谐振电容Cr1充电，复位绕组Nt电压是随谐振电容Cr1上电压变化；这样使得谐振电容Cr1上电压等于谐振电容Cr2上电压，然后隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)将对谐振电容Cr1和谐振电容Cr2同时充电，直至达到谐振电容Cr1或谐振电容Cr2的电压的峰值电压。正是这一特点，在隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零期间，无论两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压为何，激磁电感电流i_LM(t)的能量就自动分配到谐振电容Cr1和谐振电容Cr2上，并且使得谐振电容Cr1和谐振电容Cr2的最终的储能基本是相等的。也有可能谐振电容Cr1电压一直低于谐振电容Cr2的初始电压，隔离变压器的激磁电感电流将经复位绕组Nt只对谐振电容Cr1充电，直到隔离变压器的激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零。

在激磁电感电流i_LM(t)自Im值衰减到零之后，无论是MOS管Q1控制的谐振复位电路工作还是MOS管Q2控制的谐振复位电路工作，得到的反相的激磁电感电流将不一定是-Im，而是根据两谐振电容Cr1和Cr2的初始值来决定。具体如下：

1)、假设两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压为零，得到的反相的激磁电感电流将是-Im/2；

2)、当在稳态谐振复位时，假设谐振电容Cr1初始电压为零，而谐振电容Cr2初始电压为峰值，得到的反相的激磁电感电流将是-Im，反之也然。

3)、假设两谐振电容Cr1和Cr2的初始电压不为零，得到的反相的激磁电感电流将是按照所有能量叠加后的总能量的二分之一来确定这反相的激磁电感电流值。

注意：复位绕组Nt的同名端，在隔离变压器原边MOS管Q导通时，如果Np＝Nt，复位绕组Nt的同名端输出对应的输入电压V_IN的方波波形，这输入电压经谐振电容Cr1或Cr2加到MOS管Q1和Q2的漏极，MOS管Q1和Q2的漏源之间所承受的最大电压V_DSMAX是输入电压V_IN加上谐振电容Cr1或Cr2的峰值电压V_{CR_PEAK}，即：V_DSMAX＝V_IN+V_{CR_PEAK}。在隔离变压器原边MOS管Q截至时，复位绕组Nt的同名端输出对应谐振电容Cr1或Cr2的谐振电压变化。复位绕组Nt的同名端输出电压可以用以控制MOS管Q1或Q2何时导通截至。功能模块M检测复位绕组Nt的同名端的输入端是FB，当谐振电容Cr1或Cr2的谐振电压达到峰值，即，功能模块M的输入端FB达到最低谷值，意味着MOS管Q1或Q2的体二极管电流为零。当MOS管Q1和Q2的体二极管总电流之和为零时，功能模块M控制MOS管Q1或Q2导通，谐振电容Cr1或Cr2经MOS管Q1或Q2和复位绕组Nt与激磁电感继续谐振，直至谐振电容Cr1或Cr2上电压为零而使并联的二极管Dr1或Dr2导通，复位绕组Nt电压为零，即；功能模块M的输入端FB电压为零，激磁电感电流i_LM(t)完成反向，隔离变压器完成谐振复位。由于MOS管Q1或Q2继续导通，复位绕组Nt电压为零，功能模块M的输入端FB电压持续为零。直至下一开关周期开始之前，功能模块M依据内部系统逻辑电路控制MOS管Q1或Q2关断，反向的激磁电感电流i_LM(t)经原边绕组Np向输入电源V_IN反馈能量并使隔离变压器的原边MOS管Q以ZVS开关条件开通。在下一开关周期中，功能模块M控制MOS管Q2或Q1导通，谐振电容Cr2或Cr1经MOS管Q2或Q1和复位绕组Nt与激磁电感谐振，直至谐振电容Cr2或Cr1上电压为零而使并联的二极管Dr2或Dr1导通，复位绕组Nt电压为零；激磁电感电流i_LM(t)完成反向，隔离变压器完成谐振复位。这样周而复始MOS管Q1和Q2在相邻开关周期交替导通完成隔离变压器的谐振复位，并使隔离变压器原边MOS管Q能够以ZVS开关条件下导通截至。使得正激式变换器以高效率开关工作。

如图5所示，当输入电压波动或者输出功率增加，隔离变压器原边MOS的导通时间突然增加，导致激磁电感电流i_LM(t)突然的增加到Im+Δ，经Q1控制的谐振复位电路在当前开关周期进行复位，Q2控制的谐振复位电路在下一个开关周期进行复位，这使得得到的反相的激磁电感电流的幅值快速减小的；这激磁电感电流i_LM(t)突然的增加，这将使得Cr1和Cr2对应的峰值电压都要增加，即Cr1或Cr2由原峰值电压增加到新峰值；Cr2或Cr1由零电压增加到新峰值电压。这样新增加的激磁电感电流Im+Δ对应的能量是分别由两个谐振电容Cr1和Cr2来吸收，这样在两谐振电容Cr1和Cr2各自增加的能量就比如图1所示的一个谐振电容Cr增加的能量要小，由谐振电容Cr1或Cr2的新峰值电压产生的反相的激磁电感电流值幅值将是小于Im+Δ。这样经过MOS管Q1和Q2交替控制谐振复位，无需任何调节环路，就能自动把相邻开关周期各自的原边MOS管Q关断时刻的激磁电感电流瞬时值迅速调整为基本相同。

在本发明中，如果谐振复位电路是在隔离变压器的付边完成，隔离变压器原边就需要增加一功能模块M1以接受来自隔离变压器付边经耦合脉冲变压器或两耦合电容所传输的隔离驱动脉冲来控制原边MOS管Q的导通截至。

实施例3、对应图3的谐振复位电路是在隔离变压器的付边完成，如图6所示。具体如下：

相对于实施例1而言，区别点为：

图6的谐振复位的工作原理与图3完全相同，仅仅因为在隔离变压器的付边控制谐振复位，这样隔离变压器原边MOS管Q的导通截至需要由在隔离变压器付边的功能模块M经耦合脉冲变压器或两耦合电容所传输的驱动脉冲来隔离传输，功能模块M1根据从耦合脉冲变压器或两耦合电容所传输的驱动脉冲接收到的功能模块M的输出信息，即要求隔离变压器原边MOS管的导通截至信息，功能模块M1根据检测电阻Rs反馈电压，输出DR驱动脉冲控制输出隔离变压器原边MOS管Q以ZVS开关导通以及关断。

即，根据图6与图3的对比，实施例3与实施例1的区别在于：

功能模块M的输出信息经一个耦合脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1；功能模块M1有对应的端口来接受经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合传输的功能模块M的输出信息。

功能模块M1的引脚DR与输出隔离变压器原边MOS管Q的栅极相连；原边MOS管Q的源极与检测电阻Rs与功能模块M1的引脚Ss相连。

工作过程的区别点在于：谐振复位控制是在隔离变压器的付边进行而要保证隔离变压器能有效的谐振复位，并且使得隔离变压器原边MOS管Q以ZVS开关导通以及关断。

实施例4、对应图4的谐振复位电路是在隔离变压器的付边完成，如图7所示：

相对于实施例2而言，区别点为：

图7的谐振复位的工作原理与图4完全相同，仅仅因为在隔离变压器的付边控制谐振复位，这样隔离变压器原边MOS管Q的导通截至需要由在隔离变压器付边的功能模块M经耦合脉冲变压器或两耦合电容所传输的驱动脉冲来隔离传输，功能模块M1根据从耦合脉冲变压器或两耦合电容所传输的驱动脉冲接收到的功能模块M的输出信息，即要求隔离变压器原边MOS管的导通截至信息，功能模块M1根据检测电阻Rs反馈电压，输出DR驱动脉冲控制输出隔离变压器原边MOS管Q以ZVS开关导通以及关断。

即，根据图7与图4的对比，实施例4与实施例2的区别在于：

功能模块M的输出信息经一个耦合脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合到功能模块M1；功能模块M1有对应的端口来接受经一个脉冲变压器隔离耦合或两个高压小电容C1和C2隔离耦合传输的功能模块M的输出信息。

功能模块M1的引脚DR与输出隔离变压器原边MOS管Q的栅极相连；原边MOS管Q的源极与检测电阻Rs与功能模块M1的引脚Ss相连。

工作过程的区别点在于：谐振复位控制是在隔离变压器的付边进行而要保证隔离变压器能有效的谐振复位，并且使得隔离变压器原边MOS管Q以ZVS开关导通以及关断。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。