具体实施方式

下面结合附图及实施例对本申请再作进一步详细的描述。

移动终端中的射频功率放大器通常包括输入匹配电路、输出匹配电路、放大管以及偏置电路等，其中，电感、电容等频响器件的阻抗仅在有限的频率带宽内表现一致，在5GNR系统中，随着调制信号的带宽变宽，射频功率放大器在不同频率上的阻抗响应不同，使得调制信号叠加了额外的幅度和相位变化，三阶交调分量IM3出现不对称，即射频功率放大器出现记忆效应。

示例性地，在射频功率放大器的输入信号为等幅双音信号（对应的两个频率分别可以表示为f₁和f₂，且f₁<f₂）的情况下，基于射频功率放大器的非线性多项式的展开可以确定：射频功率放大器的三阶非线性产物包括三阶电流矢量I₃，I₃包含2f₁-f₂和2f₂-f₁（即I₃对应的两个频率可以表示为2f₁-f₂和2f₂-f₁），射频功率放大器在2f₁-f₂频率点上的阻抗响应和在2f₂-f₁频率点上的阻抗响应基本一致，且2f₁-f₂对应的电流矢量和2f₂-f₁对应的电流矢量相近；射频功率放大器的二阶非线性产物中有贡献的部分主要包括：二阶电流矢量I₁、I₂和I₄；其中，I₁和I₂为基带包络信号，分别包含f₁-f₂和f₂-f₁（即I₁和I₂分别对应的两个频率可以表示为f₁-f₂和f₂-f₁），f₁-f₂对应的电流矢量和f₂-f₁对应的电流矢量幅度相等但相位存在差异；I₄为二阶谐波信号，包含2f₁和2f₂（即I₄对应的两个频率可以表示为2f₁和2f₂），射频功率放大器在2f₁频率点上的阻抗响应和在2f₂频率点上的阻抗响应基本一致，且2f₁对应的电流矢量和2f₂对应的电流矢量相近。如图1所示，三阶交调分量IM3为上述电流矢量I₁、I₂、I₃和I₄的叠加，上边带IM3_Up与下边带IM3_Low出现不对称，即射频功率放大器出现记忆效应。

在针对调制信号带宽较窄（即最大调制信号带宽小于或等于20MHz）的场景设计射频功率放大器时，由于射频功率放大器中各节点阻抗的频率响应相对一致，记忆效应微弱，通常可以将射频功率放大器的级间阻抗和负载阻抗设计在兼顾ACPR和效率的区域，从而解决射频功率放大器在大信号（即功率较大的信号）输入的情况下非线性放大特性导致输出信号的ACPR恶化的问题。

而针对调制信号带宽较宽（即最大调制信号带宽≥40MHz）的场景设计射频功率放大器时，由于射频功率放大器中各节点阻抗的频率响应差异会随着调制信号频带变宽而增大，表现出的记忆效应也会越严重，即三阶交调出现明显的不对称，引起输出信号的ACPR恶化。此时，如果采用设计窄带射频功率放大器（即针对调制信号带宽较窄的场景设计的射频功率放大器）时降低负载阻抗的方式来提高射频功率放大器的线性功率，只能减小三阶电流矢量I₃带来的失真，对于二阶电流矢量I₁、I₂和I₄带来的失真改善微弱，使得ACPR改善效果不佳，并且，射频功率放大器的功耗容易变得不可接受（比如功耗超出预算）。

为了降低记忆效应对ACPR的影响，可以考虑从减小二阶电流矢量I₁、I₂和I₄带来的失真入手，通过在射频功率放大器输入输出节点制造基带和二阶频率低阻等方法，降低电流矢量I₁、I₂和I₄流经这些节点阻抗产生的幅度，从而改善射频功率放大器输出信号ACPR恶化的情况。

具体地，可以利用低基带阻抗的偏置网络在射频功率放大器的输入节点实现基带频率的低阻抗，抑制电流矢量I₁和I₂的非线性贡献。如图2所示，射频功率放大器包括：输入匹配电容C₁、放大晶体管T₁、输出匹配电感L₁、L₂和L₃、电容C₂、C₃和C₄以及偏置电路200。射频信号通过RFin以及C₁进入到T₁进行放大，再通过输出匹配电路（包含L₁、L₂、L₃、C₂、C₃和C₄）输出到Rfout。其中，偏置电路200包括隔离电阻R₁、晶体管T₂、T₃和T₄以及电容C₅；偏置电路200将外部电流源输入的电流Ib1转化为偏置电流I_em3并通过R₁输出到射频功率放大器的输入端，此时，偏置电路200中的节点A的阻抗Zin1（即偏置电路200的基带阻抗）可以通过以下公式表示：

（1）

其中，R_e3表示T₃的发射极通路电阻，可以通过以下公式计算：

（2）

其中，VT表示T₃的热电压，I_em3表示T₃的偏置电流。示例性地，R₁取值为15欧姆（Ohm），VT在室温下约为26毫伏（mV），晶体管T₁的偏置电流为100毫安（mA），I_em3约为0.6mA；此时，R_e3约为43ohm（即26mV/0.6mA），Zin1约为58ohm（即43ohm+15Ohm）。可见，偏置电路200的基带阻抗较高，并不能有效改善射频功率放大器输出信号ACPR恶化的情况。

为了进一步降低偏置电路的基带阻抗，进而改善射频功率放大器输出信号ACPR恶化的问题，可以对偏置电路200进行改进。如图3所示，偏置电路300包括：晶体管T₅和T₆、隔离电阻R₂和R₃以及电容C₆。在没有射频信号输入射频功率放大器的情况下，偏置电路300将外部电流源输入的电流Ib1转化为合适的静态的偏置电流I_em6并通过电阻R₂输出到射频功率放大器的输入端。在有射频信号输入射频功率放大器的情况下，偏置电路300通过R₂阻隔大部分射频信号从偏置电路泄漏（即对通过所述射频功率放大器的输入端传输的射频信号进行衰减，R₂可以取一个较小值，比如15Ohm），并通过R₃为T₅的基极低阻点隔离被R₂衰减后的射频信号（为了提高对射频信号的隔离效果，R₃的取值比较关键，通常需要取一个较大值，比如2000Ohm），以使被R₂衰减后的射频信号传输到T₆，通过被R₂衰减后的射频信号，如果该射频信号为大信号（即功率较大的信号），T₆的发射极会有一定的射频摆幅，射频摆幅经过T₆的BE结的检波效应使BE结的偏置电压变小，从而使T₆发射极输出的I_em6增大（即I_em6随着射频功率放大器的输入信号的功率的增大而增大），能够补偿T₁基极电压随输入信号的功率的增大而降低，抑制大信号下射频功率放大器的AM-AM失真，同时，C₆（可以取一个较小值，比如3皮法（pF））在T₆基极形成射频低阻，偏置电路300通过C₆使传输到T₆的被R₂衰减后的射频信号短路到地。此时，偏置电路300中的节点A的阻抗Zin2（即偏置电路300的基带阻抗）可以通过以下公式表示：

（3）

其中，ω表示角频率，C_be5表示T₅的基极电容，C_be6表示T₆的基极电容，β表示晶体管的电流放大系数，通常为80~150；g_m5和g_m6分别表示T₅和T₆的跨导。

实际应用时，考虑到C_be5、C_be6和C₆的电容值较小，在基频频率范围内可以忽略，因此，可以将公式（3）简化为以下公式：

（4）

这样，在R₂的取值与图2中R₁的取值均为15Ohm的情况下，偏置电路300的基带阻抗仅为15Ohm，而偏置电路200的基带阻抗为58ohm。可见，与偏置电路200相比，偏置电路300的基带阻抗进一步降低，从而能够进一步地改善射频功率放大器输出信号ACPR恶化的问题。

实际应用时，如图4所示，偏置电路300可以在100MHz的基带信号带宽内表现出很低的基带阻抗特性。由于T₁相当于和节点A并联，在基带频率为100MHz以内的情况下，节点A的阻抗（即偏置电路300的基带阻抗Zin2）的量级通常为15Ohm左右，而T₁的阻抗（可以表示为Zin_T₁）的量级通常为40~50Ohm左右。因此，T₁在如图3所示的输入节点D产生的二阶非线性电流矢量I₁和I₂大部分通过阻抗更低的偏置电路300短路到地，减少了进入T₁的二阶非线性电流矢量I₁和I₂的幅度，达到抑制电流矢量I₁和I₂的非线性贡献的目的。

然而，实际应用时，偏置电路300存在以下问题：

第一，环路稳定性较差。具体地，实际应用时，偏置电路300的环路增益如图5所示，同时，偏置电路300的相位裕度如图6所示，由于R₃需要取一个较大值，才能有效地为T₅的基极低阻点隔离被R₂衰减后的射频信号（如果R₃的取值较小，R₃对射频信号的隔离效果会变差，T₆的检波补偿效果会变弱，射频功率放大器在大信号下会出现明显的AM-AM失真，导致射频功率放大器ACPR恶化明显），而R₃的取值越大，R₃与C_be5形成的电阻-电容（RC，Resistor-Capacitance）网络对馈入的信号的移相会越超前。示例性地，在偏置电路300的环路增益为0的情况下，相比输入节点C的信号，反馈到节点B的信号的相位会变化-135度；如果节点B的信号相位相比节点C的信号相位变化了-180度，则偏置电路300的环路会形成正反馈，从而导致偏置电路300出现振荡；虽然-135度相较于-180度还有45度的余量，但在高低温、高低压或工艺波动等情况下，节点B的信号相位相比节点C的信号相位的变化很容易超出这45度的余量；换句话说，偏置电路300的环路的稳定性较差，存在电路振荡的风险。

第二，噪声抑制度较差。具体地，在5G NR系统中，偏置电路300的基带带宽较宽，而R₃需要取一个较大值，这使得R₃产生的噪声（即热噪声）在偏置电路300通带内无法得到很好的抑制，噪声电流通过T₅放大后馈入节点B，再通过T₆的基极叠加到偏置电流I_em6。可见，噪声电流会通过T₁非线性混频到射频信号两端，导致射频功率放大器接收频段的噪声恶化，使得射频功率放大器不能满足相关通信协议对信号接收的灵敏度的要求。

基于此，在本申请的各种实施例中，偏置电路包括控制环路和调节电路，偏置电路利用控制环路向射频功率放大器的输入端输出偏置电流，由于偏置电路包括环路结构，这使得偏置电路具备低基带阻抗的特性，换句话说，偏置电路为射频功率放大器提供了低基带阻抗通路，如此，基带阻抗引起的射频功率放大器的记忆效应能够减小（即能够得到抑制），从而能够降低记忆效应造成的射频功率放大器输出信号的ACPR的恶化，减少射频功率放大器输出信号的失真，进而提升射频功率放大器的性能。同时，偏置电路利用调节电路在确定所述控制环路输出的偏置电流能够满足第一条件的情况下调节所述控制环路的环路带宽，以使所述控制环路的稳定性和噪声抑制度满足第二条件；所述第一条件表征所述偏置电流能够补偿所述射频功率放大器的基极电流，使得所述基极电流不随输入信号的功率的增大而降低；所述第二条件表征所述控制环路的相位裕度大于或等于45度，且所述控制环路的噪声抑制度能够使得所述射频功率放大器的噪声小于或等于噪声阈值；如此，射频功率放大器的输入信号的带宽增大时，在保证偏置电流能够补偿射频功率放大器的基极电流，使得所述基极电流不随输入信号的功率的增大而降低，从而抑制射频功率放大器的AM-AM失真的前提下，能够兼顾偏置电路包含的控制环路的稳定性和噪声抑制度，减少偏置电路可能产生的电路振荡及噪声对射频功率放大器接收信号时的灵敏度的影响，进一步提升射频功率放大器的性能。

本申请实施例提供了一种偏置电路，如图7所示，该偏置电路700包括：

控制环路701，用于向射频功率放大器的输入端输出偏置电流；

调节电路702，用于在确定所述控制环路701输出的偏置电流能够满足第一条件的情况下，基于米勒效应调节所述控制环路701的环路带宽，以使所述控制环路701的稳定性和噪声抑制度满足第二条件；

其中，所述第一条件表征所述偏置电流能够补偿所述射频功率放大器的基极电流，使得所述基极电流不随输入信号的功率的增大而降低；

所述第二条件表征所述控制环路701的相位裕度大于或等于45度，且所述控制环路701的噪声抑制度能够使得所述射频功率放大器的噪声小于或等于噪声阈值。

这里，所述控制环路701的功能相当于图3所示的偏置电路300的环路（包括T₅、T₆和R₃）的功能。

实际应用时，调节电路702基于米勒效应调节所述控制环路701的环路带宽时，可以根据电路的最大工作带宽进行取值，换句话说，调节所述控制环路701的最大工作带宽。其中，最大工作带宽的取值越小，所述控制环路701的环路带宽越窄，所述控制环路701的稳定性和噪声抑制度越好，但所述射频功率放大器对基带阻抗引起的记忆效应的抑制越差；而最大工作带宽的取值越大，所述控制环路701的环路带宽越宽，所述控制环路701的稳定性和噪声抑制度越差，所述射频功率放大器对基带阻抗引起的记忆效应的抑制越好。

实际应用时，所述确定所述控制环路701输出的偏置电流能够满足第一条件，可以理解为保证所述确定所述控制环路701输出的偏置电流能够满足第一条件，也就是说，在保证所述确定所述控制环路701输出的偏置电流能够满足第一条件的情况下，所述调节电路702基于米勒效应调节所述控制环路701的环路带宽，以使所述控制环路701的稳定性和噪声抑制度满足第二条件。这里，基于上述控制环路701的稳定性和噪声抑制度以及射频功率放大器对基带阻抗引起的记忆效应的抑制程度的变化规律，用户可以根据需求对所述第二条件进行具体设置，使得偏置电路700能够兼顾基带阻抗带宽、噪声抑制度、电路稳定性以及射频性能。

示例性地，可以设置所述控制环路701的相位裕度大于或等于60度，并根据相关技术中的通信协议对射频功率放大器的信号接收灵敏度的要求，设置所述噪声阈值。比如，对于频段N1（上行频段发送（TX）：1920MHz至1980MHz，下行频段接收（RX）：2110MHz 至2170MHz），协议要求在10MHz带宽下，射频功率放大器的信号接收灵敏度小于或等于-98分贝毫瓦（dBm），结合射频功率放大器输出到N1双工器的RX路径的抑制度，可以计算出射频功率放大器在RX频段内的噪声需要小于或等于-135dBm/Hz。此时，所述第二条件具体可以包括：所述控制环路701的相位裕度大于或等于60度，且所述控制环路701的噪声抑制度能够使得所述射频功率放大器的噪声小于或等于-135dBm/Hz。

在一实施例中，所述调节电路702可以包括米勒单元；所述调节电路702基于所述米勒单元的米勒效应调节所述控制环路701的环路带宽。

具体地，所述米勒单元可以与所述控制环路701的第一晶体管并联；其中，

所述控制环路701可以包括所述第一晶体管（即图3中的T₅）、第二晶体管（即图3中的T₆）和第一电阻（即图3中的R₃）；所述第一晶体管的集电极连接所述第二晶体管的基极；所述第二晶体管的发射极连接所述第一电阻的一端；所述第一电阻的另一端连接所述第一晶体管的基极；外部电流源通过所述第一晶体管和所述第二晶体管之间的第一节点（即图3中的节点B）向所述控制环路701输入电流；所述控制环路701将输入的电流转化为所述偏置电流（即图3中的I_em6），并通过所述第二晶体管的发射极输出到所述射频功率放大器的输入端。

实际应用时，所述米勒单元可以包括电容和/或晶体管。

基于此，在一实施例中，所述米勒单元包括第一电容。

实际应用时，为了增强电路灵活性，所述第一电容可以是可变电容（比如压控可变电容）；或者，所述第一电容可以包括多个与开关并联和/或串联的不同电容值的电容，并可以通过控制开关的导通或断开实现所述第一电容的电容值的变化。

在一实施例中，所述调节电路702还可以包括第二电阻；所述第一电容和所述第二电阻与所述第一晶体管并联；其中，

所述调节电路702通过所述第二电阻调节所述控制环路701的传输零点，以使所述控制环路701的稳定性满足第三条件；所述传输零点是所述第一晶体管与所述第一电容并联所引入的；所述第三条件表征所述控制环路701的相位裕度大于或等于45度。

具体地，实际应用时，所述第一电容和所述第二电阻可以通过所述第一晶体管的集电极和基极与所述第一晶体管并联。

实际应用时，由电路分析可知，加入所述第二电阻前，所述第一电容引入的传输零点的频率可以通过以下公式计算：

（5）

其中，ω_zero表示传输零点的角频率，g_m5表示T₅的跨导，C₇表示所述第一电容。由于该传输零点存在于右半平面，会减缓环路增益的下降幅度，使环路增益的交点外推，更远离原点，导致所述控制环路701的稳定性降低。而加入所述第二电阻后，该传输零点的频率可以通过以下公式计算：

（6）

其中，R4表示所述第二电阻。用户可以通过调整R₄的取值，使ω_zero小于或等于0，从而将所述传输零点推向左半平面，使得所述控制环路701的稳定性得到进一步改善，即进一步改善偏置电路700的稳定性。

在一实施例中，所述调节电路702还可以包括第三电阻；所述第三电阻与所述第一晶体管串联；其中，

所述调节电路702通过所述第三电阻为所述第一晶体管隔离射频信号，以使所述射频信号无法通过所述第一电容和所述第二电阻耦合到所述第一晶体管；所述射频信号是通过所述射频功率放大器的输入端传输到所述偏置电路700的。

具体地，实际应用时，所述第三电阻可以与所述第一晶体管的集电极串联。通过所述第三电阻为所述第一晶体管隔离射频信号，能够避免射频信号造成所述第一晶体管的基极电位降低，从而避免所述第二晶体管的发射极电位降低，进而能够抑制所述射频功率放大器的AM-AM失真，并抑制所述射频功率放大器输出信号的ACPR恶化。

在一实施例中，所述偏置电路700还可以包括第四电阻（即图3中的R₂）；所述偏置电流通过所述第四电阻输出到所述射频功率放大器的输入端；其中，

所述偏置电路700通过所述第四电阻对通过所述射频功率放大器的输入端传输的射频信号进行衰减；并通过所述第一电阻为所述第一晶体管隔离被所述第四电阻衰减后的射频信号，以使被所述第四电阻衰减后的射频信号传输到所述第二晶体管；

在被所述第四电阻衰减后的射频信号的射频摆幅作用下，通过所述第二晶体管的检波效应，使所述第二晶体管的发射级输出的所述偏置电流随所述射频信号的功率的变化而变化。

实际应用时，在没有射频信号输入所述射频功率放大器的情况下，也没有射频信号传输到所述第二晶体管，因此，所述偏置电流为静态的偏置电流；在有射频信号输入所述射频功率放大器的情况下，所述射频信号的功率越大，被所述第四电阻衰减后的射频信号的射频摆幅越大，从而使得所述偏置电流越大，换句话说，所述偏置电流随着所述射频信号的功率的增大而增大。如此，能够抑制所述射频功率放大器的AM-AM失真，从而抑制所述射频功率放大器输出信号的ACPR恶化。

实际应用时，为了增强电路灵活性，所述第一电阻可以是可变电阻，所述第一电阻的阻值越大，为所述第一晶体管隔离被所述第四电阻衰减后的射频信号的效果越好；所述第一电阻可以包括多个与开关并联和/或串联的不同阻值的电阻，并可以通过控制开关的导通或断开实现所述第一电阻的阻值的变化。

在一实施例中，所述偏置电路700还可以包括第二电容（即图3中的C₆）；所述第二电容的一端接地，另一端连接所述第二晶体管的基极；其中，

所述偏置电路700通过所述第二电容，使传输到所述第二晶体管的被所述第四电阻衰减后的射频信号短路到地。

实际应用时，本申请实施例提供的偏置电路700可以采用图8所示的结构，在图8中，所述第一电容表示为C₇，所述第二电阻表示为R₄，所述第三电阻表示为R₅。另外，节点A的阻抗Zin3（即偏置电路700的基带阻抗）随并联电容C₇电容值的变化如图9所示，偏置电路700的环路增益随并联电容C₇电容值的变化如图10所示，偏置电路700的相位裕度随并联电容C₇电容值的变化如图11所示。T₅并联的电阻R₄可以将并联电容C₇引入的传输零点推向左半轴（即使传输零点的频点左移），进一步改善偏置电路700的稳定性，同时，隔离电阻R₅可以将节点B的射频信号与T₅的集电极隔离开来，避免射频信号通过并联电容C₇和并联电阻R₄耦合到T₅的基级。如图12所示，如果射频信号通过C₇和R₄耦合到T₅的基级，耦合到T₅的射频信号经过T₅的BE结检波效应，会使T₅基极电位随着射频信号增大而下降，从而使得T₆发射极电位也随之下降，导致射频功率放大器在大信号下出现明显的AM-AM失真，进而导致射频功率放大器ACPR恶化。由此可见，由于本申请实施例提供的偏置电路700包括调节电路702（即C₇、R₄和R₅），与偏置电路300相比，在相同的隔离电阻R₃的取值下，本申请实施例提供的偏置电路700可以获得更好的噪声性能与偏置电路稳定性。

实际应用时，隔离电阻R₃和并联电容C₇是可以切换的，换句话说，R₃可以是可变电阻，C₇可以是可变电容。通过改变R₃和/或C₇的取值，根据不同的调制带宽信号选择不同的偏置电路基带阻抗带宽以及噪声抑制度，能够达到增加电路的适用性和灵活性的目的。

实际应用时，本申请实施例中的晶体管可以是异质结双极晶体管（HBT，Heterojunction Bipolar Transistor）、金属氧化物半导体（MOS，Metal OxideSemiconductor）管或双极结型晶体管（BJT，Bipolar Junction Transistor）。

本申请实施例还提供了一种射频功率放大器，所述射频功率放大器的输入端设置有上述任一实施例所述的偏置电路。

示例性地，如图13所示，射频功率放大器可以包括：偏置电路700、输入匹配电路1301、放大电路1302和输出匹配电路1303。

在一实施例中，所述射频功率放大器可以是多级级连的射频功率放大器；其中，

每一级的输入端均设置有所述偏置电路。

本申请实施例提供的偏置电路和射频功率放大器，具有以下优点：

第一，偏置电路包括环路结构，这使得偏置电路具备低基带阻抗的特性，换句话说，偏置电路为射频功率放大器提供了低基带阻抗通路，如此，基带阻抗引起的射频功率放大器的记忆效应能够减小（即能够得到抑制），从而能够降低记忆效应造成的射频功率放大器输出信号的ACPR的恶化，减少射频功率放大器输出信号的失真，进而提升射频功率放大器的性能。

第二，在5G NR系统中，当射频功率放大器的输入信号的带宽增大时，在保证偏置电流能够补偿射频功率放大器的基极电流，使得所述基极电流不随输入信号的功率的增大而降低，从而抑制射频功率放大器的AM-AM失真的前提下，能够兼顾偏置电路包含的控制环路的稳定性和噪声抑制度，减少偏置电路可能产生的电路振荡及噪声对射频功率放大器接收信号时的灵敏度的影响，进一步提升射频功率放大器的性能。

第三，电路结构简单，不会引入额外的电路成本，降低了射频功率放大器的设计难度。

需要说明的是：“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

另外，本申请实施例所记载的技术方案之间，在不冲突的情况下，可以任意组合。

以上所述，仅为本申请的较佳实施例而已，并非用于限定本申请的保护范围。