具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1显示了本发明数字化增益控制与变频电路一实施例的流程图。在图1中，该电路包括中频增益控制模块1MAGC、复数变频模块2、信道滤波模块3和信道增益控制模块4CAGC；其中，中频增益控制模块1MAGC输入两路经过AD采样后的复数中频信号，其中包括检测信号功率。对于功率检测，该模块包括两路输出，其中一路输出是输出数字化的中频通道增益控制信号反馈控制中频通道增益，即图1中ADG控制，用于对中频通道增益进行控制，主要是通过串行DA变换器将中频通道增益控制信号转换为模拟电压后，反馈控制中频通道增益；另一路输出是将中频通道增益控制信号发送给控制器MCU。

复数变频模块2和信道滤波模块3对两路经过AD采样后的复数中频信号分别进行变频和滤波，将复数中频信号下变频为复数基带信号并进行信道滤波，滤除空白频带内的信号，以防止干扰；

信道增益控制模块4CAGC对信道滤波模块3输出的复数基带信号进行信道增益控制，消除干扰带来的信号幅度起伏，以及进一步输出经过信道增益控制后的复数基带信号，并将信道增益控制信息发送给控制器MCU。

优选的，所述复数中频信号是经过直接序列扩频的扩展频谱信号，因此中频增益控制模块1MAGC输出的采样数据还要进行伪随机码(PN)的相关解扩和FFT变换，通过FFT转换并将转换结果的模值平方发送给控制器MCU，用于频谱输出和对干扰信号进行监视，这是因为在接收的信号中往往会存在干扰信号，需要把干扰信号检测出来。

进一步的，图2显示了中频增益控制模块1MAGC的一个优选实施例，在该实施例中，两路经过AD采样后的复数中频信号分别对应的就是I路样点信号(样点_I)和Q路样点信号(样点_Q)，优选的，这两路样点信号均为10bit的信号，分别输入对应的I路舍位寄存器和Q路舍位寄存器后，二者均仅输出部分高比特位，例如高4bit至平方相加运算单元5。另外，这两路样点信号还分别对应有I路超限寄存器和Q路超限寄存器，分别对应输出I路超限标识和Q路超限标识，均为1bit，就是当输入的样点信号值大于设定的门限后，该超限标示将输出对应的标识，例如样点信号值小于门限时，该超限标识输出0，表示不超限，而当样点信号值大于或等于门限时，该超限标识输出1，表示超限。

进一步的，I路舍位寄存器和Q路舍位寄存器分别输出的4bit信号值，与对应输入的1bit的超限标识输入到平方相加运算单元5中进行运算，运算的结果与第一参考值做差，结果再输入到累加单元6。

优选的，累加单元6的最大累加结果的位数是36bit，输出累加后的高8位累加结果作为中频通道增益控制信号，一方面经过时序适配单元7后送过串行DA转换为模拟电压控制中频通道放大增益，实现对中频通道的AGC功能，另一方面发送给控制器MCU进行中频增益控制监视。

优选的，平方相加运算单元5的运算方法包括：输入地址由最高比特MSB到最低比特LSB分别为I路输入超限标识I_DOR，I路样点I_smp(3：0)，Q路输入超限标识Q_DOR，Q路样点Q_smp(3：0)。I路和Q路运算规则相同，对于其中任何一路均满足下表，其中的X表示I或者Q。

表1平方相加运算单元运算表

输出数据这里根据输入数据计算输出平方和后得到的是小数，乘以32可以表示为整数，这里的符号[]表示舍入取整，I、Q两路输入的样点值分别为4bit。

进一步的，平方相加运算单元5的输出数据有18bit，从最高比特位MSB到最低比特位LSB如下表所示：

表2平方相加运算单元输出数据表

可以看出，平方相加运算单元5输出的高6bit，分别对应为3比特的I路信号，即I_dt(2)、I_dt(1)、I_dt(0)和3比特的Q路信号Q_dt(2)、Q_dt(1)、Q_dt(0)。这里将输入的10bit的I路和Q路数据变成3bit的I路和Q路数据，实现了压缩数据位数同时计算输入信号幅度的效果。

优选的，在图2中第一参考值的确定方法是，假设输入信号以高斯噪声为主，则输出噪声σ为2.333，总功率为这样参考值为ref＝32×p＝348，用16进制表示为15C。

进一步的，图2中还包括控制单元8对累加单元6进行溢出保护：当累加单元6输出的高4bit均为1时，输入累加量只有为负值才进行累加；当累加单元6输出高8bit均为0时，输入累加量只有为正值才累加。即通过该控制单元8可以实现当放大值至最大时将不再增加，放大值为最小时将不再减小的作用。

进一步的，图3显示了实测输入复数中频信号功率与MAGC控制值的关系，其中的横坐标x是MAGC输出给控制器的16进制的读数，而纵坐标y表示输入的复数中频信号功率dBm，其中的测试点在-65dBm至-15dBm范围内呈现为线性特性，并且满足关系：

y＝0.4362×x-102.25

其中的102.25就是选取的第一参考值。

进一步的，图4显示了复数变频模块2和信道滤波模块3的优选实施例，在该实施例中，包括复数变频器、数控振荡器NCO、相幅转换器和低通滤波器LPF，其中两路经过AD采样后的复数中频信号smp_I和smp_Q分别输入到复数变频器，与来自相幅转换器的本地载波信号进行复数变频，相幅转换器的作用是把数控振荡器输出的载波相位值对应转换为载波幅度值，然后分别通过两个低通滤波器对复数变频后的两路复数基带信号进行低通滤波后输出。

优选的，对于相幅转换器图4中显示的由NCO输入的相位数据是用11bit来表示的，而经过该转换器实现相位到幅度的转换后输出的幅度数据是9bit来表示的，这里的目的是为了降低数据量同时还要兼顾相位量化误差和幅度量化误差的平衡。如图5所示，NCO为了产生一个振荡正弦波信号，通常是通过查表的方式来实现，就是将一个正弦波信号周期划分为多个不同的相位，如果划分的越细，对应选取的相位数就越多，同样对应的相位量化误差就越小。在图5中，其中第一相位XW1和第二相位XW2之间的间隔越小，表明选取的相位量化误差就越小，对应这些相位之间就越密集，当用11bit来表示时，相当于把一个正弦周期分成211个不同的相位点，其中任何两个相位点的间隔是2π/211。显然，这里的量化位数越大对应的误差就越小，但是同时也会带来数据量的增大。进一步的，对于每一个选取的相位点而言，还需要进一步转换为该相位对应的幅度值，例如图5中第一相位XW1对应的幅度值FZ1，第二相位XW1对应的幅度值FZ2，同样对于幅度值也有一个量化精度的问题，如果幅度量化误差较小就需要选取的幅度量化位数越大，反之幅度量化位数越小。如图5所示，如果在横向坐标轴对相位量化误差选取比较小，也就是说相位量化位数比较大，但是在纵向坐标轴对幅度量化误差选取比较大，也就是说幅度量化位数比较小，那就会造成这些不同相位对应的幅度值的区分度不明显，或者说幅度值的量化误差比较大，那么产生输出的数字化的正弦波的整体误差比较大。同理，如果横向坐标轴对相位量化误差选取比较大，也就是说相位量化位数比较小，这就导致可选的相位数比较少，即便是在纵向坐标轴对幅度量化误差选取比较小，也就是说幅度量化位数比较大，也会造成产生输出的数字化的正弦波的整体误差比较大。因此，这里对于需要对相位量化位数的选取和幅度量化位数的选取要相接近或相平衡，同时还要兼顾数据量不要太大，否则对硬件资源的消耗会较大。这里的相位数据是用11bit，幅度数据是9bit二者相差2bit来分别表示相位数据和幅度数据是相对平衡的。否则，如果相位数据是用11bit，幅度数据是4bit，这样会是明显的存在差距，会导致整体量化误差较大。

因此，由相幅转换器输出的幅度数据是9bit表示，能够较好的与相位数据进行误差适配，同时还降低了数据量的大小，有利于节省计算对硬件资源的消耗，并且幅度数据是9bit与进入复数变频器的样点数据10bit也是适配的，不会引人大的变频误差。

优选的，对于复数变频模块2对应完成的复数变频方法是：输入信号为：其中的I和Q分别表示两路复数中频信号smp_I和smp_Q，本振信号为其中的C和S分别表示相幅转换器输出的两路频率相同、相位正交的本地载波信号，输出信号为该输出信号就是输入信号和本振信号进行复数相乘后的结果，其中一路输出为C·I-S·Q，另外一路输出为I·S+C·Q。

这里的数控振荡器NCO可以根据主时钟和载波不同进行选择设置，若系统时钟为f_mclk，复数变频器相位累加字长为28bit，其频率分辨率为f_mclk/2²⁸。载波频率配置字为如果f_mclk为80MHz，则频率分辨率为0.298Hz。若载波频率为6.602M，则对应的频率配置字为M_if＝0x152，05BC。另外，低通滤波器的带宽也是可以根据实际需要而选择设计，由此可以抑制带外的干扰信号。由此可见，通过这种数字化的设计复数变频模块2和信道滤波模块3具有很强的通用性和应用灵活性，能够根据通信信号的载波、带宽等条件而合理选择对应的设计参数，从而适应多种应用需求。

进一步的，图6显示了信道增益控制模块4CAGC的优选实施例，在该实施例中，设置信道增益控制模块4CAGC的原因在于信道滤波模块3输出信号的幅值在存在带外干扰和无带外干扰时是存在起伏的，为了稳定此起伏需要进行CAGC控制。具体的，该模块中包括对来自信道滤波模块3输出的两路复数基带信号in_I和in_Q分别与截位器输出幅度系数相乘，相乘的结果输入到自动限幅舍入截位单元9，该电路通过限幅后输出的两路3bit的输出结果Out_I和Out_Q，这两个结果再进一步取平方和，然后与第二参考值相加后通过累加器进行累加，再对累加器的累加结果通过截位器来截位输出。

由此可见，本发明公开了一种数字化增益控制与变频电路。包括中频增益控制模块1、复数变频模块2、信道滤波模块3和信道增益控制模块4；其中，中频增益控制模块1检测复数中频信号的信号功率，反馈控制中频通道增益并发送给控制器；复数变频模块2和信道滤波模块3对复数中频信号分别进行变频和滤波，将复数中频信号下变频为复数基带信号并进行信道滤波；信道增益控制模块4对复数基带信号进行信道增益控制，消除干扰带来的信号幅度起伏。本发明实现了中频数字化的自动增益控制和变频处理，能够适应大的动态范围信号波动，也能满足多种载波频率信号的信道增益和变频控制，具有通用性和可移植性强的优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。