具体实施方式

应理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可利用其它实施例，且可作出结构性改变。同样，应理解，本文中所使用的措词和术语是出于描述的目的且不应视为是限制性的。“包含”、“包括”或“具有”及其在本文中的变体的使用意在涵盖其后列出的项目和其等效物以及额外项目。除非另有限制，否则术语“连接(connected)”、“耦接(coupled)”以及“安装(mounted)”及其在本文中的变体是广义上使用的并且涵盖直接和间接连接、耦合以及安装。

图1是依照本发明的一实施例的LDO稳压器的电路图。参看图1，LDO稳压器100包含传输元件110、反馈电路120、误差放大器130、补偿电容器Cc 140、输出电容器CL 150、负载电阻器RL 160、寄生电容器Cpar 170、检测电路180、驱动器电路190、第一开关191以及第二开关192。

传输元件110为包含源极端、漏极端以及控制端的PMOS晶体管。源极端耦接到电源电压VEXT。漏极端耦接到LDO稳压器100的输出节点VINT。传输元件110的控制端耦接到误差放大器130的输出节点。传输元件110也定义为传输晶体管Pass Tr。

反馈电路120配置成从LDO稳压器100的输出节点VINT接收反馈。反馈电路120包含第一反馈电阻器R_FB1和第二反馈电阻器R_FB2。第一反馈电阻器R_FB1耦接于LDO稳压器100的输出节点VINT与第二反馈电阻器R_FB2之间。类似地，第二反馈电阻器R_FB2耦接于第一反馈电阻器R_FB1与接地电位VSS之间。反馈电路120基于在LDO稳压器100的输出节点VINT处的电压来产生送到误差放大器130的反馈电压VFB。

误差放大器130配置成接收反馈电压VFB和参考电压VREF以产生用以驱动传输元件110的控制信号。误差放大器130为具有两个输入端和一个输出端的运算放大器。换句话说，具有反相端和非反相端以及输出端。误差放大器130接收非反相端处的反馈电压VFB和反相端处的参考电压VREF。参考电压VREF为预定电压且由用户定义。

补偿电容器Cc 140包含第一端和第二端。第一端耦接到第一节点VCC且第二端耦接到LDO稳压器100的输出节点VINT。补偿电容器Cc 140也定义为用于电压稳压器中的频率补偿的米勒(Miller)电容。补偿电容器/米勒电容Cc 140在本领域中是众所周知的，因此省略描述。

输出电容器C_L 150耦接于LDO稳压器的输出节点VINT与接地电位VSS之间。输出电容器150也定义为负载电容器CL。

类似地，负载电阻器R_L 160耦接于LDO稳压器的输出节点VINT与接地电位VSS之间。

寄生电容器Cpar 170耦接于传输元件110的控制端与接地电位VSS之间。

检测电路180配置成检测第一节点VCC处的电压和驱动器电路190处的电压且根据检测结果来控制第一开关191。

检测电路180包含晶体管M51、晶体管M52、晶体管M53、检测电阻器R_DETECT以及反相器INV1。晶体管M51和晶体管M52为PMOS晶体管。晶体管M53为NMOS晶体管。

晶体管M51、晶体管M52以及晶体管M53包含源极端、漏极端以及控制端。晶体管M51的源极端和晶体管M52的源极端耦接到电源电压VEXT，且晶体管M51的漏极端与晶体管M52的漏极端彼此连接。晶体管M51的控制端和晶体管M53的控制端耦接到使能信号Enb_TD。

检测电阻器R_DETECT耦接于反相器INV1的输入端与晶体管M53的漏极端之间。晶体管M53的源极端耦接到接地电位VSS。反相器INV1的输出端耦接到驱动器电路190。

在一些实施例中，使用N型晶体管来代替检测电阻器R_DETECT。

驱动器电路190配置成对第一节点VCC进行充电和放电。驱动器电路190包含晶体管M61、晶体管M62、晶体管M63以及电阻器R_BLEED。晶体管M61、晶体管M62以及晶体管M63包含源极端、漏极端以及控制端。晶体管M61和晶体管M62为PMOS晶体管。晶体管M63为NMOS晶体管。

晶体管M61为二极管连接式PMOS。详细地说，晶体管M61的控制端耦接到晶体管M61的漏极端。晶体管M61的源极端耦接到电源电压VEXT。

晶体管M62的源极端耦接到晶体管M61的漏极端，且晶体管M62的漏极端耦接到电阻器R_BLEED的一端。晶体管M62的控制端受使能信号EN控制。电阻器R_BLEED的另一端耦接到晶体管M63的漏极端，且晶体管M63的源极端耦接到接地电位VSS。晶体管M63的控制端耦接到检测电路180的反相器INV1的输出端。

在一些实施例中，使用N型晶体管来代替电阻器R_BLEED。

第二开关192耦接到第一节点VCC和晶体管M62的漏极端。第二开关192配置成在对第一节点VCC进行充电和放电期间连接第一节点VCC与驱动器电路190。

第一开关191耦接于第一节点VCC与误差放大器130的输出端之间。换句话说，第一开关191耦接于传输元件110的控制端与第一节点VCC之间。

检测电路180配置成检测补偿电容器Cc 140的第一端的电压和驱动器电路190，且控制第一开关191和第二开关192以在主动模式下使补偿电容器Cc 140连接到传输元件110的控制端且在待机模式下使补偿电容器Cc 140与传输元件110的控制端断开连接，以在不增大误差放大器130的尾电流I_BIAS的情况下改善传输元件110的放电时间。

详细地说，当EN＝0时，第一节点VCC连接到驱动器电路190且在预定电压VEXT-∣Vthp∣下通过二极管连接式PMOS晶体管M61对第一节点VCC进行预充电。应指出，预定电压VEXT-∣Vthp∣与传输元件110处的电压相同。当EN＝1时，LDO稳压器100接通，随后第一节点VCC连接到传输元件110的控制端。在这一状况期间，发生电荷共享过程且传输元件110的控制端处的电压由于补偿电容器Cc 140大于寄生电容器Cpar 170而在短时间内降到预定电压VEXT-∣Vthp∣。通常，在LDO稳压器100中补偿电容器Cc 140大于寄生电容器Cpar 170。这使得传输元件110的放电时间减少Cc*|Vthp|/I_BIAS。在EN＝0期间将第一节点VCC初始化到第一预定电压VEXT-∣Vthp∣以防止唤醒过程期间LDO稳压器100输出处的过冲。

图2A是依照本发明的一实施例的使能脉冲产生器的电路图。使能脉冲产生器200包含反相器210、脉冲产生器tD 220、反相器230、逻辑门240。

反相器210配置成接收使能信号EN且产生使能信号ENb。使能信号ENb的延迟由反相器的数目确定。在这一实施例中，使用反相器210来产生使能信号ENb。

脉冲产生器tD 220接收使能信号ENb且产生送到反相器230的输出。反相器230接收脉冲产生器tD 220的输出且产生送到逻辑门240的延迟信号。

逻辑门240为2输入与门(AND gate)。与门的一个输入为使能信号ENb且另一输入为来自反相器230的延迟信号且产生使能信号ENb_TD。

在一些实施例中，逻辑门240可为与门、或门(OR)、非门(NOT)、互斥或门(EXOR)、反互斥或门(EXNOR)、正反器等。因此本公开中的逻辑门240不限于此。

图2B示出根据本公开的示范性实施例的使能脉冲产生器的操作波形。参看图2A，当使能信号EN转到逻辑高“1”时，使能信号EN_b在时间t0处转到逻辑低“0”。应指出，使能信号EN与使能信号EN_b为反相信号。

当使能信号EN_b在时间t1处达到逻辑低“0”到逻辑高“1”时，使能信号ENb_TD从逻辑低“0”转到逻辑高“1”持续短时间tD。时间tD也定义为转变检测脉冲。应指出，使能信号EN、使能信号EN_b以及使能信号ENb_TD用于参看图1的检测电路180。

图3是依照本发明的一实施例的LDO稳压器的操作波形。图3中的相同元件具有与图1中的LDO稳压器100相同的附图标号。

参看图1和图2B，在从待机模式到主动模式的模式转变期间，使能信号EN从高转到低。在那之后，产生具有脉冲宽度tD的晶体管检测脉冲。转变检测脉冲tD为短脉冲，所述短脉冲用于用预定电压VEXT-∣Vthp∣初始化第一节点VCC。换句话说，使能信号ENb_TD在转变检测脉冲tD期间为高，检测电路180检测第一节点VCC处的电压。检测电路180将VCC的电压与预定电压VEXT-∣Vthp∣进行比较。如果第一节点VCC处的电压高于预定电压VEXT-∣Vthp∣，那么驱动器电路190驱动第一节点VCC以对第一节点VCC处的电压进行放电。相反，如果第一节点VCC处的电压低于预定电压VEXT-∣Vthp∣，那么驱动器电路190中的二极管连接式PMOSM61对第一节点VCC进行充电。

详细地说，在从待机模式到主动模式的模式转变期间，传输元件110处的电压在时间t0处开始从电源电压VEXT放电到预定电压VEXT-∣Vthp∣。在那之后，在时间t1中，传输元件110在时间△t处开始从第一预定电压VEXT-∣Vthp∣放电到Vb，其中△t为传输元件110的放电时间。应指出，在常规LDO中传输元件110从VEXT放电到Vb所用的时间411a比传输元件110从VEXT放电到Vb所用的时间411b高得多。因此LDO稳压器100的输出节点VINT处的下冲电压421b比常规LDO稳压器的下冲电压421a小得多。

通常，补偿电容器Cc 140大于寄生电容器170。传输元件110的转换速率(slewrate；SR)和放电时间(△t)计算为：

如果C_C＞＞C_par→ (1)

在使能信号EN从逻辑高转到逻辑低之后，产生转变检测脉冲tD。这时，在时间t2处将第一节点VCC充电到VEXT，随后检测器将第一节点VCC处的电压与预定电压VEXT-∣Vthp∣进行比较。如果在时间t3处检测到第一节点VCC高于预定电压VEXT-∣Vthp∣，那么驱动器电路190在时间t4处将第一节点VCC放电到VEXT-∣Vthp∣。相反，如果第一节点VCC低于预定电压VEXT-∣Vthp∣，那么二极管连接式PMOS M61对第一节点VCC进行充电。

基于上文，在待机模式期间，将补偿电容器Cc 140预充电到预定电压VEXT-∣Vthp∣，因此补偿电容器Cc 140开始从预定电压VEXT-∣Vthp∣放电到电压Vb(所述电压低于VEXT)，因而改善LDO稳压器100中的唤醒时间。

图4是依照本发明的一实施例的调节LDO稳压器的方法。调节LDO稳压器的方法包含：在步骤S401中通过从LDO稳压器的输出节点接收反馈来产生反馈电压。在步骤S402中，通过接收反馈电压和参考电压来产生用以驱动传输元件的控制信号。在步骤S403中，通过检测电路检测第一节点的电压且根据检测结果来控制第一开关的切换操作。在步骤S404中，当LDO稳压器在主动模式下操作时，第一开关接通以使第一节点与传输元件的控制端连接。在步骤S405中，当LDO稳压器在待机模式下操作时，第一开关断开以使第一节点与传输元件的控制端断开连接。

总结本公开中的实施例，在待机模式期间，将补偿电容器Cc预充电到预定电压VEXT-∣Vthp∣，因此补偿电容器Cc开始从预定电压VEXT-∣Vthp∣放电到电压Vb(所述电压低于电源电压VEXT)，因而改善LDO稳压器中的唤醒时间。

虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更改与润饰，故本发明的保护范围当视权利要求所界定的为准。