具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

根据本发明的实施例，提供了一种电机的控制方法，如图1所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该电机的控制方法可以包括：步骤S110至步骤S150。

在步骤S110处，获取所述电机的三相电流(如三相电流i_ABC)，并获取所述电机的转速。

在步骤S120处，根据所述电机的三相电流，确定所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值。

在一些实施方式中，步骤S120中根据所述电机的三相电流，确定所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，包括：对所述电机的三相电流，进行坐标变换和无差拍补偿处理，得到所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值。

具体地，首选对电机系统三相电流采样得到i_ABC，进一步经过坐标变换和无差拍补偿得到下一周期的电流预测值i_dq(k+1)。即，先采样三相定子电流，经过坐标变换将电流由三相ABC静止轴系变换到dq旋转轴系上，得到i_d和i_q经过欧拉前向公式，得到当前dq轴电流在下一采样时刻的预测值i_dq(k+1)。

在dq轴坐标系下，永磁同步电机电压方程为：

在公式(1)中，v_d、v_q为定子电压d、q轴分量，i_d、i_q为定子电流d、q轴分量，R_s为定子电阻，ψ_d、ψ_q为d、q轴磁链分量，ω_r为转子电角速度。

磁链方程为：

在公式(2)中，L_d、L_q分别为d、q轴电感；ψ_f为转子磁链。

根据上述方程即公式(1)和公式(2)，以当前时刻电流值为i_dq(k)，根据前向欧拉公式，即可得出下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)，如通过公式(3)，计算得到下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)：

在步骤S130处，基于所述电机的转矩预测模型，根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，结合所述电机的转矩和磁链的给定值，确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值；并将所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值，等效合成所述电机的定子电压参考矢量(如参考电压矢量V_ref)。设定周期，包括：两周期。即，参考电压矢量与参考电压值是经过两步预测后转矩和磁链的等效合成矢量与等效合成值。

在一些实施方式中，步骤S130中根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，结合所述电机的转矩和磁链的给定值，确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值的具体过程，参见以下示例性说明。

下面结合图2所示本发明的方法中确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S130中确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值的具体过程，包括：步骤S210和步骤S220。

步骤S210，根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，计算得到所述电机的转矩和磁链在下一个周期的预测值。

步骤S220，对所述电机的转矩和磁链在下一个周期的预测值进行无差拍控制，得到所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值。

具体地，根据转矩预测模型，结合转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*可得到转矩与磁链的两周期后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)。即，根据电流i_dq(k+1)和转矩、磁链方程，可得到转矩和磁链在下一采样时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，为进行数字系统延迟的补偿，根据无差拍控制(dead-beat control)原理，使当前参考值等于下一采样时刻预测值，结合前述预测控制，可使系统当前值T_e ^*和ψ_s ^*等于两个采样时刻后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)。

永磁同步电机电磁转矩计算公式为：

在公式(4)中，T_e为电机电磁转矩，p为极对数。

根据上述提到的电机定子电流与转矩、磁链间的计算关系，当下一采样时刻i_dq(k+1)已知时，即可得出转矩与磁链在下一时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，转矩预测值表达式为：

磁链预测值表达式为：

前述预测控制，是指上述从定子电流当前值i_dq(k)，由前向欧拉公式得到电流预测值i_dq(k+1)，并进一步得到转矩与磁链预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)的过程，这个过程被称为预测控制。

为提升系统响应速度，加入的无差拍数字延长补偿方法，其基本思路即是使一拍预测值等于参考值，进行一个采样周期的延迟补偿，表达式为：

而结合上述提到的预测控制，即是在k+1时刻的基础上进行的预测，即得到的转矩与磁链预测值为T_e(k+2)和ψ_s(k+2)，将k+2时刻预测值作为系统输入，即：

将延迟补偿一拍与预测一拍后的转矩与磁链预测值作为参考值输入，进行系统控制，即提升了电机控制系统的响应速度。

在步骤S140处，根据所述电机的定子电压参考矢量，确定所述电机的最优电压矢量，并根据所述最优电压矢量控制所述电机的逆变器，以驱动所述电机运行。具体地，基于定子电压误差项的价值函数评价方法，由转矩磁链预测值可等效为定子电压参考矢量V_ref，进一步与基本电压矢量比较可进行基本矢量的选择，作用于逆变器进行电机系统驱动。以及，

在一些实施方式中，步骤S140中根据所述电机的定子电压参考矢量，确定所述电机的最优电压矢量，包括：将所述电机的定子电压参考矢量与设定的基本电压矢量组进行比较，选取误差最小的基本电压矢量，作为所述电机的最优电压矢量。

具体地，将转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)根据电压电流关系整合为基本电压矢量与当前定子电压矢量参考值之间的误差项，由V_err表示，V_err＝|V_ref-V_i|，其中V_ref为转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)等效合成的定子参考电压矢量，V_i为基本电压矢量，则V_err即作为评价转矩和磁链控制性能的价值函数值，在进行基本电压矢量选择时，即可代入备选矢量集中的基本电压矢量进行滚动优化计算与评价，选择出误差项V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优基本电压矢量。备选矢量集即是当参考矢量幅值与角度一定时，其所处扇区即可决定，此时扇区内的基本电压矢量均为备选矢量，将备选矢量代入计算公式V_err＝|V_ref-V_i|中进行计算，并将计算结果V_err进行逐项比较，得出V_err值最小的基本电压矢量，即为选择出的最优矢量。

在进行预测转矩控制中的价值函数构造时，由预测后的转矩与磁链模型合成参考电压矢量幅值与角度，进而合成参考电压矢量，价值函数即为参考电压矢量与基本电压矢量的比较式。例如：当判断参考矢量V_ref处于(0-π/3]区间内时，此时备选矢量集为V₁、V₂和V₇，将三个基本矢量代入V_err表达式中计算并逐项比较，选择出V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优矢量。

通过采用一种消去权重系数的永磁同步电机预测转矩控制方法，由电机转矩与磁链的预测值直接等效合成定子电压参考矢量，与基本电压矢量进行比较，得出最优参考矢量，避免了相关方案中预测转矩控制中的权重系数整定问题，在此控制方法基础上，加入弱磁补偿方法，由预测转矩控制模块生成的等效定子电压矢量参考值V_ref经过弱磁控制模块生成的d轴电流参考值，即可进一步生成转矩与磁链参考值和预测值。这样，由于采用了基于定子电压矢量误差项的价值函数构造方法，消去了权重系数的整定带来的不利影响，减小了系统的计算量。

在步骤S150处，在所述电机的转速超过设定转折速度的情况下，基于弱磁电流控制模块，根据所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)，确定所述电机的d轴电流的弱磁补偿量；并根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量和所述电机的转速，确定所述电机的转矩和磁链的给定值，以此循环，以实现对所述电机的最优电压矢量的动态确定。

由此，通过比较参考电压与阈值电压之间的误差，经过PI控制器后产生弱磁补偿电流，对d轴电流进行负向补偿，达到弱磁的目的；弱磁后的d轴给定电流与q轴给定电流再次合成转矩和磁链给定值，进而得到定子电压参考值，进入到价值函数计算流程中。这样，通过应用于弱磁区的预测转矩控制方法，基于定子电压误差回馈，经过PI调节器后产生d轴电流的弱磁补偿量，对弱磁电流进行补偿，使系统转矩与磁链的给定值与实际值趋同，避免了由于电压极限圆和电流极限圆的限制导致给定值与实际值不趋同的情况，提升了电机控制系统安全可靠的运行，同时提升了系统的稳态特性与动态响应速度。

在一些实施方式中，步骤S150中在所述电机的转速超过设定转折速度的情况下，基于弱磁电流控制模块，根据所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)，确定所述电机的d轴电流的弱磁补偿量，包括：对所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)的差值，进行PI控制，得到所述电机的d轴电流的弱磁补偿量。

具体地，当电机速度逐渐升高，超过转折速度进入恒功率区时，此时采用弱磁补偿方法，由V_ref的幅值与定子电压六边形阈值V_max比较后经过PI控制器得到弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}。由参考电压矢量V_ref的幅值与定子电压极限值如电压阈值V_max，即与六边形边界值比较，得到电压误差量，电压误差量经过PI控制器后产生弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对d轴电流进行弱磁补偿，该弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}的值必然严格限制在电流极限圆内。对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿后得到i_{d_fw} ^*，结合上一级转速环输出的转矩分量电流i_q ^*，即可进行转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*的重新计算。

采用的基于i_d＝0控制方式，即初始的d轴参考电流i_d ^*＝0，当电机转子速度上升到基速以上，即超过转折速度时，需要对d轴电流进行弱磁处理，由图4所示的弱磁电流控制模块，产生弱磁补偿电流Δi_{d_fw}，所谓补偿，即是将该弱磁补偿电流加到原d轴参考电流i_d ^*上，生成弱磁后的d轴电流参考值，即i_{d_fw} ^*，公式为i_{d_fw} ^*＝i_d ^*+Δi_{d_fw}，此过程即为弱磁电流补偿过程。

在一些实施方式中，步骤S150中根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量和所述电机的转速，确定所述电机的转矩和磁链的给定值的具体过程，参见以下示例说明。

下面结合图3所示本发明的方法中确定所述电机的转矩和磁链的给定的一实施例流程示意图，进一步说明步骤S150中确定所述电机的转矩和磁链的给定的具体过程，包括：步骤S310至步骤S330。

步骤S310，对所述电机的转速和所述电机的给定转速的差值进行PI控制，得到所述电机的给定q轴电流(如定子电流转矩分量i_q ^*)。

步骤S320，根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量，对所述电机的给定d轴电流进行弱磁补偿，得到弱磁补偿后的所述电机的d轴电流参考值。

步骤S330，根据所述所述电机的给定q轴电流、以及弱磁补偿后的所述电机的d轴电流参考值，确定所述电机的转矩和磁链的给定值。

具体地，利用弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对给定d轴电流i_d ^*进行补偿得到i_{d_fw} ^*，基于i_{d_fw} ^*和转速环输出的q轴电流给定值i_q ^*即可进行新一轮的转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*的计算。当转速进一步升高，超过转折速度时，由|V_ref|与电压极限的阈值V_max进行比较，比较误差经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁补偿量Δi_{d_fw}，对定子电流的磁通分量进行补偿得到实际弱磁后的d轴电流i_{d_fw} ^*，将磁链严格限制在磁链六边形之内，同时电压和电流满足电压极限椭圆和电流极限圆的限制。

外环转速环中，通过编码器输出的转子速度信号与给定速度值进行比较，误差值经过PI控制器后生成定子电流转矩分量i_q ^*，结合i_{d_fw} ^*可进行新一轮的T_e ^*和ψ_s ^*的计算。由弱磁后的参考电流值i_{d_fw} ^*与i_q ^*可进行转矩与磁链参考值T_e ^*和ψ_s ^*的计算，进而进行预测转矩控制计算，计算出转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)并将其作为实际的转矩与磁链参考值作用于系统，提升系统响应速度，由转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)可等效定子参考电压矢量V_ref，并将此值反馈至弱磁电流控制模块进行弱磁补偿电流的计算，进而得到弱磁后的d轴参考电流i_{d_fw} ^*。

这样，参考电压矢量与参考电压值是经过两步预测后转矩和磁链的等效合成矢量与等效合成值。将两步预测后的转矩和磁链等效合成的参考电压矢量幅值与电压极限阈值比较后经PI控制器生成弱磁补偿电流，目的是将磁链严格限制在阈值之内。

经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，通过当电机转速升高至大于转折速度而进入到恒功率区时，对d轴电流的弱磁补偿达到在恒功率区实现模型预测转矩控制，以避免电机系统失控而提升安全性。

根据本发明的实施例，还提供了对应于电机的控制方法的一种电机的控制装置。参见图4所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该电机的控制装置可以包括：获取单元102和控制单元104。

其中，获取单元102，被配置为获取所述电机的三相电流(如三相电流i_ABC)，并获取所述电机的转速。该获取单元102的具体功能及处理参见步骤S110。

控制单元104，被配置为根据所述电机的三相电流，确定所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值。该控制单元104的具体功能及处理参见步骤S120。

在一些实施方式中，所述控制单元104，根据所述电机的三相电流，确定所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，包括：所述控制单元104，具体还被配置为对所述电机的三相电流，进行坐标变换和无差拍补偿处理，得到所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值。

具体地，首选对电机系统三相电流采样得到i_ABC，进一步经过坐标变换和无差拍补偿得到下一周期的电流预测值i_dq(k+1)。即，先采样三相定子电流，经过坐标变换将电流由三相ABC静止轴系变换到dq旋转轴系上，得到i_d和i_q经过欧拉前向公式，得到当前dq轴电流在下一采样时刻的预测值i_dq(k+1)。

在dq轴坐标系下，永磁同步电机电压方程为：

在公式(1)中，v_d、v_q为定子电压d、q轴分量，i_d、i_q为定子电流d、q轴分量，R_s为定子电阻，ψ_d、ψ_q为d、q轴磁链分量，ω_r为转子电角速度。

磁链方程为：

在公式(2)中，L_d、L_q分别为d、q轴电感。ψ_f为转子磁链。

根据上述方程即公式(1)和公式(2)，以当前时刻电流值为i_dq(k)，根据前向欧拉公式，即可得出下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)，如通过公式(3)，计算得到下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)：

所述控制单元104，还被配置为基于所述电机的转矩预测模型，根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，结合所述电机的转矩和磁链的给定值，确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值；并将所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值，等效合成所述电机的定子电压参考矢量(如参考电压矢量V_ref)。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S130。设定周期，包括：两周期。即，参考电压矢量与参考电压值是经过两步预测后转矩和磁链的等效合成矢量与等效合成值。

在一些实施方式中，所述控制单元104，根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，结合所述电机的转矩和磁链的给定值，确定所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值，包括：

所述控制单元104，具体还被配置为根据所述电机的当前dq轴电流在下一周期的预测值，计算得到所述电机的转矩和磁链在下一个周期的预测值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S210。

所述控制单元104，具体还被配置为对所述电机的转矩和磁链在下一个周期的预测值进行无差拍控制，得到所述电机的转矩和磁链在下两个周期后的预测值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S220。

具体地，根据转矩预测模型，结合转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*可得到转矩与磁链的两周期后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)。即，根据电流i_dq(k+1)和转矩、磁链方程，可得到转矩和磁链在下一采样时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，为进行数字系统延迟的补偿，根据无差拍控制(dead-beat control)原理，使当前参考值等于下一采样时刻预测值，结合前述预测控制，可使系统当前值T_e ^*和ψ_s ^*等于两个采样时刻后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)。

永磁同步电机电磁转矩计算公式为：

在公式(4)中，T_e为电机电磁转矩，p为极对数。

根据上述提到的电机定子电流与转矩、磁链间的计算关系，当下一采样时刻i_dq(k+1)已知时，即可得出转矩与磁链在下一时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，转矩预测值表达式为：

磁链预测值表达式为：

前述预测控制，是指上述从定子电流当前值i_dq(k)，由前向欧拉公式得到电流预测值i_dq(k+1)，并进一步得到转矩与磁链预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)的过程，这个过程被称为预测控制。

为提升系统响应速度，加入的无差拍数字延长补偿装置，其基本思路即是使一拍预测值等于参考值，进行一个采样周期的延迟补偿，表达式为：

而结合上述提到的预测控制，即是在k+1时刻的基础上进行的预测，即得到的转矩与磁链预测值为T_e(k+2)和ψ_s(k+2)，将k+2时刻预测值作为系统输入，即：

将延迟补偿一拍与预测一拍后的转矩与磁链预测值作为参考值输入，进行系统控制，即提升了电机控制系统的响应速度。

所述控制单元104，还被配置为根据所述电机的定子电压参考矢量，确定所述电机的最优电压矢量，并根据所述最优电压矢量控制所述电机的逆变器，以驱动所述电机运行。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S140。具体地，基于定子电压误差项的价值函数评价装置，由转矩磁链预测值可等效为定子电压参考矢量V_ref，进一步与基本电压矢量比较可进行基本矢量的选择，作用于逆变器进行电机系统驱动。

在一些实施方式中，所述控制单元104，根据所述电机的定子电压参考矢量，确定所述电机的最优电压矢量，包括：所述控制单元104，具体还被配置为将所述电机的定子电压参考矢量与设定的基本电压矢量组进行比较，选取误差最小的基本电压矢量，作为所述电机的最优电压矢量。

具体地，将转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)根据电压电流关系整合为基本电压矢量与当前定子电压矢量参考值之间的误差项，由V_err表示，V_err＝|V_ref-V_i|，其中V_ref为转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)等效合成的定子参考电压矢量，V_i为基本电压矢量，则V_err即作为评价转矩和磁链控制性能的价值函数值，在进行基本电压矢量选择时，即可代入备选矢量集中的基本电压矢量进行滚动优化计算与评价，选择出误差项V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优基本电压矢量。备选矢量集即是当参考矢量幅值与角度一定时，其所处扇区即可决定，此时扇区内的基本电压矢量均为备选矢量，将备选矢量代入计算公式V_err＝|V_ref-V_i|中进行计算，并将计算结果V_err进行逐项比较，得出V_err值最小的基本电压矢量，即为选择出的最优矢量。

在进行预测转矩控制中的价值函数构造时，由预测后的转矩与磁链模型合成参考电压矢量幅值与角度，进而合成参考电压矢量，价值函数即为参考电压矢量与基本电压矢量的比较式。例如：当判断参考矢量V_ref处于(0-π/3]区间内时，此时备选矢量集为V₁、V₂和V₇，将三个基本矢量代入V_err表达式中计算并逐项比较，选择出V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优矢量。

通过采用一种消去权重系数的永磁同步电机预测转矩控制装置，由电机转矩与磁链的预测值直接等效合成定子电压参考矢量，与基本电压矢量进行比较，得出最优参考矢量，避免了相关方案中预测转矩控制中的权重系数整定问题，在此控制装置基础上，加入弱磁补偿装置，由预测转矩控制模块生成的等效定子电压矢量参考值V_ref经过弱磁控制模块生成的d轴电流参考值，即可进一步生成转矩与磁链参考值和预测值。这样，由于采用了基于定子电压矢量误差项的价值函数构造装置，消去了权重系数的整定带来的不利影响，减小了系统的计算量。

所述控制单元104，还被配置为在所述电机的转速超过设定转折速度的情况下，基于弱磁电流控制模块，根据所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)，确定所述电机的d轴电流的弱磁补偿量；并根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量和所述电机的转速，确定所述电机的转矩和磁链的给定值，以此循环，以实现对所述电机的最优电压矢量的动态确定。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S150。

由此，通过比较参考电压与阈值电压之间的误差，经过PI控制器后产生弱磁补偿电流，对d轴电流进行负向补偿，达到弱磁的目的；弱磁后的d轴给定电流与q轴给定电流再次合成转矩和磁链给定值，进而得到定子电压参考值，进入到价值函数计算流程中。这样，通过应用于弱磁区的预测转矩控制装置，基于定子电压误差回馈，经过PI调节器后产生d轴电流的弱磁补偿量，对弱磁电流进行补偿，使系统转矩与磁链的给定值与实际值趋同，避免了由于电压极限圆和电流极限圆的限制导致给定值与实际值不趋同的情况，提升了电机控制系统安全可靠的运行，同时提升了系统的稳态特性与动态响应速度。

在一些实施方式中，所述控制单元104，在所述电机的转速超过设定转折速度的情况下，基于弱磁电流控制模块，根据所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)，确定所述电机的d轴电流的弱磁补偿量，包括：所述控制单元104，具体还被配置为对所述电机的定子电压参考矢量的幅值、以及设定的所述电机的定子电压阈值(如电压阈值V_max)的差值，进行PI控制，得到所述电机的d轴电流的弱磁补偿量。

具体地，当电机速度逐渐升高，超过转折速度进入恒功率区时，此时采用弱磁补偿装置，由V_ref的幅值与定子电压六边形阈值V_max比较后经过PI控制器得到弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}。由参考电压矢量V_ref的幅值与定子电压极限值如电压阈值V_max，即与六边形边界值比较，得到电压误差量，电压误差量经过PI控制器后产生弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对d轴电流进行弱磁补偿，该弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}的值必然严格限制在电流极限圆内。对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿后得到i_{d_fw} ^*，结合上一级转速环输出的转矩分量电流i_q ^*，即可进行转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*的重新计算。

采用的基于i_d＝0控制方式，即初始的d轴参考电流i_d ^*＝0，当电机转子速度上升到基速以上，即超过转折速度时，需要对d轴电流进行弱磁处理，由图4所示的弱磁电流控制模块，产生弱磁补偿电流Δi_{d_fw}，所谓补偿，即是将该弱磁补偿电流加到原d轴参考电流i_d ^*上，生成弱磁后的d轴电流参考值，即i_{d_fw} ^*，公式为i_{d_fw} ^*＝i_d ^*+Δi_{d_fw}，此过程即为弱磁电流补偿过程。

在一些实施方式中，所述控制单元104，根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量和所述电机的转速，确定所述电机的转矩和磁链的给定值，包括：

所述控制单元104，具体还被配置为对所述电机的转速和所述电机的给定转速的差值进行PI控制，得到所述电机的给定q轴电流(如定子电流转矩分量i_q ^*)。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S310。

所述控制单元104，具体还被配置为根据所述电机的d轴电流的弱磁补偿量，对所述电机的给定d轴电流进行弱磁补偿，得到弱磁补偿后的所述电机的d轴电流参考值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S320。

所述控制单元104，具体还被配置为根据所述所述电机的给定q轴电流、以及弱磁补偿后的所述电机的d轴电流参考值，确定所述电机的转矩和磁链的给定值。该控制单元104的具体功能及处理还参见步骤S330。

具体地，利用弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对给定d轴电流i_d ^*进行补偿得到i_{d_fw} ^*，基于i_{d_fw} ^*和转速环输出的q轴电流给定值i_q ^*即可进行新一轮的转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*的计算。当转速进一步升高，超过转折速度时，由|V_ref|与电压极限的阈值V_max进行比较，比较误差经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁补偿量Δi_{d_fw}，对定子电流的磁通分量进行补偿得到实际弱磁后的d轴电流i_{d_fw} ^*，将磁链严格限制在磁链六边形之内，同时电压和电流满足电压极限椭圆和电流极限圆的限制。

外环转速环中，通过编码器输出的转子速度信号与给定速度值进行比较，误差值经过PI控制器后生成定子电流转矩分量i_q ^*，结合i_{d_fw} ^*可进行新一轮的T_e ^*和ψ_s ^*的计算。由弱磁后的参考电流值i_{d_fw} ^*与i_q ^*可进行转矩与磁链参考值T_e ^*和ψ_s ^*的计算，进而进行预测转矩控制计算，计算出转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψs(k+2)并将其作为实际的转矩与磁链参考值作用于系统，提升系统响应速度，由转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)可等效定子参考电压矢量V_ref，并将此值反馈至弱磁电流控制模块进行弱磁补偿电流的计算，进而得到弱磁后的d轴参考电流i_{d_fw} ^*。

这样，参考电压矢量与参考电压值是经过两步预测后转矩和磁链的等效合成矢量与等效合成值。将两步预测后的转矩和磁链等效合成的参考电压矢量幅值与电压极限阈值比较后经PI控制器生成弱磁补偿电流，目的是将磁链严格限制在阈值之内。

由于本实施例的装置所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，使电机的模型预测转矩控制在高速弱磁条件下的安全可靠运行，通过对d轴电流的弱磁补偿达到在恒功率区实现模型预测转矩控制的效果，避免电机系统失控，提升电机系统中设备的安全性，并保证人员安全。

根据本发明的实施例，还提供了对应于电机的控制装置的一种电机。该电机可以包括：以上所述的电机的控制装置。

直接转矩控制(Direct torque control，简称DTC)，是一种变频器控制三相马达转矩的方式，其作法是依量测到的马达电压及电流，去计算马达磁通和转矩的估测值，而在控制转矩后，也可以控制马达的速度。直接转矩控制是通过滞环控制方式来控制转矩与磁链，达到直接控制电机的效果，而模型预测转矩控制也是对转矩和磁链值进行预测并控制，因此说模型预测转矩控制类似于直接转矩控制。模型预测转矩控制即是MPTC控制，是指预测出基本电压矢量对应的转矩、磁链等值并与其参考值比较后，代入价值函数中，计算得到对应的价值函数值最小的基本电压矢量，将该基本电压矢量作为下一时刻的输入，能够更加精准得实现多目标优化控制。

模型预测转矩控制技术具有控制简单，稳态性能好，动态性应迅速等优点，得到了国内外专家与学者的认可与进一步发展。当永磁同步电机运行于基速以下时，处于恒转矩区范围，此时电机系统的输出转矩为最大值，预测转矩控制技术也可使电机在恒转矩区可以得到较好的稳态特性和较迅速的动态响应，但是随着速度的进一步升高，电机速度大于转折速度，由恒转矩区进入恒功率区时，由于电压极限圆和电流极限圆的限制，系统对转矩和磁链的控制将会失效，进而会造成电机系统的失控。

在一些实施方式中，本发明的方案，提出一种永磁同步电机控制方法，从拓宽电机运行速度区间的角度出发，采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI(即比例积分)控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，使电机的模型预测转矩控制在高速弱磁条件下的安全可靠运行，通过对d轴电流的弱磁补偿达到在恒功率区实现模型预测转矩控制的效果。

本发明的方案，考虑到数字控制系统在实际应用中存在延迟问题，在数字控制系统中加入了一拍延迟补偿，即加入了无差拍控制，实现了模型预测转矩控制在弱磁区稳态特性和动态相应速度的提升，同时进行了无差拍控制对系统数字信号延迟进行补偿。这样，由于在模型预测控制的基础上加入了无差拍控制方法，对控制系统的数字信号延迟进行补偿，提升了系统的动态响应速度。

在一些实施方式中，本发明的方案，采用一种模型预测转矩控制方法，以定子电压误差项作为价值函数对基本电压矢量进行评价，选择出最优矢量组合作用于系统，减少了传统预测转矩控制中复杂价值函数计算时滚动优化计算的复杂计算量。

本发明的方案，采用一种弱磁电流补偿方法，通过比较参考电压与阈值电压之间的误差，经过PI控制器后产生弱磁补偿电流，对d轴电流进行负向补偿，达到弱磁的目的；弱磁后的d轴给定电流与q轴给定电流再次合成转矩和磁链给定值，进而得到定子电压参考值，进入到价值函数计算流程中。这样，通过应用于弱磁区的预测转矩控制方法，基于定子电压误差回馈，经过PI调节器后产生d轴电流的弱磁补偿量，对弱磁电流进行补偿，使系统转矩与磁链的给定值与实际值趋同，避免了由于电压极限圆和电流极限圆的限制导致给定值与实际值不趋同的情况，提升了电机控制系统安全可靠的运行，同时提升了系统的稳态特性与动态响应速度。

下面结合图5至图7所示的例子，对本发明的方案的具体实现过程进行示例性说明。

图5为内置式永磁同步电机在实际运行中的电压极限椭圆和电流极限圆的限制情况示意图。

图5可以显示内置式永磁同步电机在实际运行中的电压极限椭圆S1和电流极限圆S2的限制情况。在图5所示的例子中，O点表示坐标轴原点，A、B、C和D具体为电机(如永磁同步电机)实际运行时电流需要满足的点，电机实际运行时既要满足电流极限圆S2又要满足电压极限椭圆S1，因此产生了A、B、C和D四个点，具体工作过程参见下面的说明。ω₁、ω₂和ω₃分别表示三个不同的电机转速，电机转速不同，对应的电压极限椭圆也不同，因此ω₁、ω₂和ω₃分别对应三个电压极限椭圆。

如图5所示，当电机稳态运行时，定子电流矢量i_s的幅值要限制在电流极限圆S2的半径I_max之内；定子电压的幅值要限制在电压极限椭圆S1之内，因此电机实际运行区域为两者相交区域，此时忽略定子绕组压降，常用的控制方式为i_d＝0控制方式。但随着电机的转速的不断提升，电压极限椭圆S1的半径逐渐变小，此时电机的d轴电流i_d要从A点沿电流极限椭圆S2向负半轴移动经B点到达C点，此时d轴电流i_d为负值，即产生磁通分量的d轴电流i_d分量进行了负向弱磁，随着电机的速度的进一步提升，受到定子绕组等限制因素，理想情况下定子电流要沿着CD曲线向D点移动，即是最大功率输出曲线。在此过程中，电机实际运行曲线为ABCD曲线，其中速度关系为ω₁<ω₂<ω₃。

其中，定子电流矢量i_s与d轴电流i_d、q轴电流i_q的关系为：i_s ²＝i_d ²+i_q ²。

图6为两电平逆变器的一实施例的空间矢量示意图。

根据逆变器特性和上述电机运行特性，两电平逆变器的空间矢量图如图6所示，根据电压矢量和磁链矢量的关系，两电平逆变器的空间矢量图中标注了基本电压矢量和磁链矢量的位置关系。当参考电影矢量处于六边形之内时，可以选择基本电压矢量对参考电压矢量进行等效近似合成，此时磁链和转矩实际值均与参考值可等效近似，但当速度大于转折速度后，参考矢量超出了六边形区域，此时定子磁链受到电流极限圆和电压极限椭圆的限制，不能超出六边形区域，但其参考值已经超出六边形区域，此时给定值与参考值不能等效近似，电机即会出现失控，因此，当电机速度提升时，需要将磁链的给定值限制在六边形区域内，即需要进行弱磁补偿。

图7为应用于模型预测转矩控制方法的弱磁补偿系统的一实施例的结构示意图。

在图7所示的空间矢量图中，V_ref表示电机实际运行时的参考电压矢量，V₁～V₇分别表示逆变器不同开关状态组合成的基本电压矢量，其中V₁～V₆为有效矢量，V₇为零矢量；ψ₁～ψ₆分别对应V₁～V₆作用下的永磁同步电机定子磁链矢量。

如图7所示，应用于模型预测转矩控制方法的弱磁补偿系统，包括：弱磁电流控制模块、第一比较器、电流极限圆模块和转矩磁链计算模块。弱磁电流控制模块的第一输入端，能够输入参考电压矢量V_ref的绝对值即幅值|V_ref|。弱磁电流控制模块的第二输入端，能够输入电压阈值V_max。弱磁电流控制模块的输出端，能够输出弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}至第一比较器的反相输入端。第一比较器的同相输入端，能够输入给定d轴电流i_d ^*。第一比较器的输出端，能够输出对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿后得到i_{d_fw} ^*至电流极限圆模块的第一输入端，上一级转速环输出的转矩分量电流i_q ^*输入至电流极限圆模块的第二输入端。电流极限圆模块的输出端，经转矩磁链计算模块，分别输出转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*。

图7可以显示应用于模型预测转矩控制方法的弱磁补偿方法。如图7所示，由参考电压矢量V_ref的幅值与定子电压极限值如电压阈值V_max，即与六边形边界值比较，得到电压误差量，电压误差量经过PI控制器后产生弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对d轴电流进行弱磁补偿，该弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}的值必然严格限制在电流极限圆内。对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿后得到i_{d_fw} ^*，结合上一级转速环输出的转矩分量电流i_q ^*，即可进行转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*的重新计算。

与相关方案中单一弱磁补偿相比，图7所示的弱磁电流控制模块中，与电压阈值V_max相比较的参考电压矢量V_ref为转矩与磁链预测值等效合成的参考值，而相关方案中的参考电压矢量V_ref通常为直接采样的定子电压参考值；图7所示的弱磁电流控制模块与后续的预测转矩控制模型是一个整体，图7是将弱磁控制模块进行的单独详细的说明，整体框图如图8所示。

图7所示的例子中，电流极限圆的作用即是图5中的电流极限圆S2限制，参考电流的幅值大小不能超过电流极限圆，即为电流极限圆的处理部分，而不是由dq轴电流再生成一个电流极限圆。弱磁电流控制模块得出弱磁电流补偿量后对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿，得到弱磁后的d轴电流参考值i_{d_fw} ^*，结合转速环输出的q轴电流参考值i_q ^*，即得到dq轴电流的电流参考值，但是这个参考电流幅值要满足电流极限圆的限制。

图8为应用弱磁补偿方法的模型预测转矩控制系统的一实施例的结构示意图。如图8所示，应用弱磁补偿方法的模型预测转矩控制系统，包括：弱磁补偿系统(如图7所示的弱磁补偿系统)，转矩磁链预测模型、定子电压矢量误差项模块、基本电压矢量选择模块、两电平逆变器、PMSM(即永磁同步马达)模块、编码器、d/dt模块、坐标变换模块、无差拍补偿模块、第二比较器和PI模块(即PI控制器)。

图8可以显示应用弱磁补偿方法的模型预测转矩控制框图。编码器采集电机(即永磁同步马达)的转子位置和速度信号，其中速度信号与给定速度参考值比较，经过PI控制器后产生转速环输出的q轴电流参考值i_q ^*，结合图7中的弱磁补偿方法，可进行转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*的计算。采集三相电流值i_ABC经坐变换与无差拍补偿，得到下一周期的电流预测值i_d,q(k+1)，结合转矩和磁链给定参考值T_e ^*和ψ_s ^*与电机参数可进行两个周期后转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)的计算，最后根据定子电压误差项的价值函数评估方法，可进行最优基本电压矢量的选择，转换为开关信号后作用于逆变器进行电机驱动。

其中，转子位置即为图8所示的整体控制框图中的角度反馈值θ_r，而角度反馈值θ_r为坐标变换中使用到的量。

图8为基于图7弱磁补偿与转矩磁链参考值计算的整体控制框图。其中，与相关方案相比，本发明的方案中，在预测转矩控制中应用弱磁电流控制，对给定d轴电流i_d ^*进行弱磁补偿，实现了弱磁升速，与相关方案中单一弱磁补偿或单一的预测转矩控制不同，本发明的方案中的与电压阈值V_max相比较的参考电压矢量V_ref为转矩与磁链预测值等效合成的参考值，形成了转矩与磁链预测值的反馈利用，最终得到的弱磁电流可以继续合成转矩与磁链参考值与预测值。

与相关方案相比，本发明的方案，采用一种消去权重系数的永磁同步电机预测转矩控制方法，由电机转矩与磁链的预测值直接等效合成定子电压参考矢量，与基本电压矢量进行比较，得出最优参考矢量，避免了相关方案中预测转矩控制中的权重系数整定问题，在此控制方法基础上，加入图7所示的弱磁补偿方法，由预测转矩控制模块生成的等效定子电压矢量参考值V_ref经过弱磁控制模块生成的d轴电流参考值，即可进一步生成转矩与磁链参考值和预测值。这样，由于采用了基于定子电压矢量误差项的价值函数构造方法，消去了权重系数的整定带来的不利影响，减小了系统的计算量。

图9为永磁同步电机控制方法的一实施例的流程示意图。如图9所示，永磁同步电机控制方法的流程，包括：

步骤1、首选对电机系统三相电流采样得到i_ABC，进一步经过坐标变换和无差拍补偿得到下一周期的电流预测值i_dq(k+1)。

具体地，先采样三相定子电流，经过坐标变换将电流由三相ABC静止轴系变换到dq旋转轴系上，得到i_d和i_q经过欧拉前向公式，得到当前dq轴电流在下一采样时刻的预测值i_dq(k+1)。

在dq轴坐标系下，永磁同步电机电压方程为：

在公式(1)中，v_d、v_q为定子电压d、q轴分量，i_d、i_q为定子电流d、q轴分量，R_s为定子电阻，ψ_d、ψ_q为d、q轴磁链分量，ω_r为转子电角速度。

磁链方程为：

在公式(2)中，L_d、L_q分别为d、q轴电感；ψ_f为转子磁链。

根据上述方程即公式(1)和公式(2)，以当前时刻电流值为i_dq(k)，根据前向欧拉公式，即可得出下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)，如通过公式(3)，计算得到下一采样时刻电流预测值i_dq(k+1)：

步骤2、根据转矩预测模型，结合转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*可得到转矩与磁链的两周期后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)。

具体地，根据电流i_dq(k+1)和转矩、磁链方程，可得到转矩和磁链在下一采样时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，为进行数字系统延迟的补偿，根据无差拍控制(dead-beatcontrol)原理，使当前参考值等于下一采样时刻预测值，结合前述预测控制，可使系统当前值T_e ^*和ψ_s ^*等于两个采样时刻后的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)；其中，无差拍控制，是针对特定系统，要找到可以在最短时间内让输出进入稳态的输入信号。

根据电流i_dq(k+1)和转矩、磁链方程，可得到转矩和磁链在下一采样时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，具体计算过程参见以下示例性说明。

永磁同步电机电磁转矩计算公式为：

在公式(4)中，T_e为电机电磁转矩，p为极对数。

根据上述提到的电机定子电流与转矩、磁链间的计算关系，当下一采样时刻i_dq(k+1)已知时，即可得出转矩与磁链在下一时刻的预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)，转矩预测值表达式为：

磁链预测值表达式为：

前述预测控制，是指上述从定子电流当前值i_dq(k)，由前向欧拉公式得到电流预测值i_dq(k+1)，并进一步得到转矩与磁链预测值T_e(k+1)和ψ_s(k+1)的过程，这个过程被称为预测控制。

为提升系统响应速度，加入的无差拍数字延长补偿方法，其基本思路即是使一拍预测值等于参考值，进行一个采样周期的延迟补偿，表达式为：

而结合上述提到的预测控制，即是在k+1时刻的基础上进行的预测，即得到的转矩与磁链预测值为T_e(k+2)和ψ_s(k+2)，将k+2时刻预测值作为系统输入，即：

将延迟补偿一拍与预测一拍后的转矩与磁链预测值作为参考值输入，进行系统控制，即提升了电机控制系统的响应速度。

步骤3、基于定子电压误差项的价值函数评价方法，由转矩磁链预测值可等效为定子电压参考矢量V_ref，进一步与基本电压矢量比较可进行基本矢量的选择，作用于逆变器进行电机系统驱动。

其中，

根据公式(1)～(9)中所示的推导方程可得：

公式(10)中：

将v_d、v_q变换到由d-q坐标系变换到α-β坐标系，可得到定子电压参考矢量V_ref为：

其中，参考矢量角度θ_ref可表示为：

至此，即为由转矩磁链预测值等效为定子电压参考矢量V_ref的过程。

具体地，将转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)根据电压电流关系整合为基本电压矢量与当前定子电压矢量参考值之间的误差项，由V_err表示，V_err＝|V_ref-V_i|，其中V_ref为转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)等效合成的定子参考电压矢量，V_i为基本电压矢量，则V_err即作为评价转矩和磁链控制性能的价值函数值，在进行基本电压矢量选择时，即可代入备选矢量集中的基本电压矢量进行滚动优化计算与评价，选择出误差项V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优基本电压矢量。

备选矢量集即是当参考矢量幅值与角度一定时，其所处扇区即可决定，此时扇区内的基本电压矢量均为备选矢量，将备选矢量代入计算公式V_err＝|V_ref-V_i|中进行计算，并将计算结果V_err进行逐项比较，得出V_err值最小的基本电压矢量，即为选择出的最优矢量。

本发明的方案在进行预测转矩控制中的价值函数构造时，由预测后的转矩与磁链模型合成参考电压矢量幅值与角度，进而合成参考电压矢量，价值函数即为参考电压矢量与基本电压矢量的比较式。例如：当判断参考矢量V_ref处于(0-π/3]区间内时，此时备选矢量集为V₁、V₂和V₇，将三个基本矢量代入V_err表达式中计算并逐项比较，选择出V_err幅值最低的基本电压矢量，即为最优矢量。

步骤4、当电机速度逐渐升高，超过转折速度进入恒功率区时，此时采用弱磁补偿方法，由V_ref的幅值与定子电压六边形阈值V_max比较后经过PI控制器得到弱磁电流补偿量Δi_{d_fw}，对给定d轴电流i_d ^*进行补偿得到i_{d_fw} ^*，基于i_{d_fw} ^*和转速环输出的q轴电流给定值i_q ^*即可进行新一轮的转矩和磁链给定值T_e ^*和ψ_s ^*的计算。本发明的方案中，参考电压矢量与参考电压值是经过两步预测后转矩和磁链的等效合成矢量与等效合成值。将两步预测后的转矩和磁链等效合成的参考电压矢量幅值与电压极限阈值比较后经PI控制器生成弱磁补偿电流，目的是将磁链严格限制在阈值之内。

具体地，当转速进一步升高，超过转折速度时，由|V_ref|与电压极限的阈值V_max进行比较，比较误差经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁补偿量Δi_{d_fw}，对定子电流的磁通分量进行补偿得到实际弱磁后的d轴电流i_{d_fw} ^*，将磁链严格限制在磁链六边形之内，同时电压和电流满足电压极限椭圆和电流极限圆的限制。

本发明的方案中，采用的基于i_d＝0控制方式，即初始的d轴参考电流i_d ^*＝0，当电机转子速度上升到基速以上，即超过转折速度时，需要对d轴电流进行弱磁处理，由图8所示的弱磁电流控制模块，产生弱磁补偿电流Δi_{d_fw}，所谓补偿，即是将该弱磁补偿电流加到原d轴参考电流i_d ^*上，生成弱磁后的d轴电流参考值，即i_{d_fw} ^*，公式为i_{d_fw} ^*＝i_d ^*+Δi_{d_fw}，此过程即为弱磁电流补偿过程。

步骤5、外环转速环中，通过编码器输出的转子速度信号与给定速度值进行比较，误差值经过PI控制器后生成定子电流转矩分量i_q ^*，结合步骤4中的i_{d_fw} ^*可进行新一轮的T_e ^*和ψ_s ^*的计算。

由弱磁后的参考电流值i_{d_fw} ^*与i_q ^*可进行转矩与磁链参考值T_e ^*和ψ_s ^*的计算，进而进行预测转矩控制计算，计算出转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)并将其作为实际的转矩与磁链参考值作用于系统，提升系统响应速度，由转矩和磁链的预测值T_e(k+2)和ψ_s(k+2)可等效定子参考电压矢量V_ref，并将此值反馈至弱磁电流控制模块进行弱磁补偿电流的计算，进而得到弱磁后的d轴参考电流i_{d_fw} ^*。

相关方案中，外环为转速环，内环为电流环，弱磁控制方法为当电机速度大于转折速度时，由电流环输出的参考电压矢量幅值与电压极限阈值比较，误差量经过PI控制器后对d轴电流进行弱磁补偿，以此实现恒功率区的高速弱磁控制方法；但其采用的经典矢量控制方法，与本发明的方案采用的预测转矩控制方法相比，转矩与磁链的控制精度存在一定局限性，在电机输出转矩方面与动态响应速度方面，本发明的方案采用的预测转矩控制方法具有较大优越性。

相关方案中，当电机速度低于转折速度时，电机运行特性处于恒转矩区，此时采用最大转矩电流比控制方法，确保系统输出最大转矩，当电机速度大于转折速度，进入恒功率区，此时由最大转矩电流比控制方法切换至单电流环弱磁控制方法，利用交直轴电流之间的耦合效应，通过一个电流环即可实现电机的弱磁控制；是基于转子磁场定向的矢量控制，与本发明的方案采用的预测转矩控制有本质区别，在转矩控制性能上，本发明的方案具有明显优势，且由于本发明的方案采用了消去权重系数的基于误差电压矢量的价值函数，计算速度得到提升，系统动态响应能力明显要强。

相关方案中，弱磁控制的方式是通过限制电流环的dq轴电流幅值，使其沿电流极限圆和弱磁轨迹运行，以此达到弱磁控制的效果，但其限制的是电流分量，并未对电流或磁链进行补偿，因此弱磁升速拓展效果不强，且其在预测转矩控制中采用的价值函数未包含三个权重系数的价值函数，权重系数整定过于复杂且繁琐；与其相比，本发明的方案所采用的基于误差电压矢量的价值函数构造方法，不需进行权重系数整定，且计算过程简洁直观，计算量大大减小。

本发明的方案给出了一种基于弱磁电流补偿的预测转矩控制方法，当电机运行速度低于转折速度时，采用i_d＝0控制方法，由转速环输入电流参考值，并根据转矩与磁链计算方法进行其参考值计算，结合无差拍控制方法与预测转矩控制方法，根据两步预测后的转矩与磁链模型等效合成定子参考电压矢量幅值与角度，进一步构造基于误差电压矢量的价值函数并进行最优基本矢量选取，进而进行电机驱动；当电机速度超过转折速度时，加入弱磁补偿方法，由等效合成定子参考电压矢量幅值与电压极限阈值进行比较，误差值经过PI控制器后得到d轴电流的弱磁补偿分量，对定子电流的磁通分量进行弱磁补偿，其目的是将电机磁链严格限制在阈值之内，进一步的，再根据转矩和磁链计算方式对参考转矩值与参考磁链值进行计算，进行预测转矩控制的实现。本发明的方案考虑到预测转矩控制在高速弱磁区转矩与磁链不能进行跟随导致电机失控的问题，采用弱磁区的电流补偿方法，实现定子电流磁通分量的弱磁补偿，以此将定子磁链限制在阈值之内，由此，磁链的参考值与实际值可以实现趋同，达到电机的稳定运行，对于电机控制系统的安全可靠运行与实现弱磁区的快速反应控制具有重要意义。

由于本实施例的电机所实现的处理及功能基本相应于前述图4所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，实现对弱磁电流进行补偿，使系统转矩与磁链的给定值与实际值趋同，避免了由于电压极限圆和电流极限圆的限制导致给定值与实际值不趋同的情况。

根据本发明的实施例，还提供了对应于电机的控制方法的一种存储介质，所述存储介质包括存储的程序，其中，在所述程序运行时控制所述存储介质所在设备执行以上所述的电机的控制方法。

由于本实施例的存储介质所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，提升了电机控制系统安全可靠的运行，同时提升了系统的稳态特性与动态响应速度。

根据本发明的实施例，还提供了对应于电机的控制方法的一种处理器，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行以上所述的电机的控制方法。

由于本实施例的处理器所实现的处理及功能基本相应于前述图1至图3所示的方法的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用模型预测转矩控制方法，当电机速度大于转折速度时，通过比较阈值电压和参考电压之间的误差，经过PI控制器后产生d轴电流的弱磁电流补偿量，实现弱磁控制，并在模型预测控制的基础上加入了无差拍控制方法，对控制系统的数字信号延迟进行补偿，提升了系统的动态响应速度。

综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。