具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

下面参照图1至图13来描述根据本发明一些实施例提供的电机的控制方法、电机的控制装置、压缩机、制冷设备和可读存储介质。

实施例1：

图1示出本发明第一个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图1所示，本发明第一个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤102：获取电机的电流值和电压值；

步骤104：根据电流值和电压值，提取电机的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤106：根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿。

本发明提供的电机的控制方法，获取电机的电流值和电压值，并根据电流值和电压值分离提出电机的基波反电动势和谐波反电动势，进而根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿，而电机的转矩谐波是转子振动的根本原因，进而利用基波反电动势和谐波反电动势对电机进行补偿，进而对电机的转矩谐波进行抑制，进而有效的改善电机系统的振动和噪音问题。

具体地，利用MCU(Micro Control Unit，即微控制单元)实时获取当前电机的电流值和电压值，具体地，实时采样获取当前电机的相电流值和相电压值，并对获取的电压值和电流值进行滤波预处理，滤除高频噪声信号。其中对于电机的三相电流值满足相加和等于零的关系，所以得到其中任意两相电流值，就可以计算得到第三相电流值。

实施例2：

图2示出本发明第二个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图2所示，本发明第二个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤202：获取电机的电流值和电压值；

步骤204：根据电流值和电压值，通过反电动势观测模型，得到基波反电动势和谐波反电动势；

步骤206：根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿。

在实施例1的基础上，进一步地，根据电流值和电压值，提取电机的基波反电动势和谐波反电动势的步骤，具体包括：以观测模型为基础，根据电机当前的电流值和电压值，提取出电机的基波反电动势和谐波反电动势，进而利用观察模型可以快速地提取出基波反电动势和谐波反电动势，进而保证对电机进行补偿的时效性。

实施例3：

图3示出本发明第三个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图3所示，本发明第三个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤302：对电机的电流值和电压值进行采样；

步骤304：根据采样得到的电流值和电压值，建立电机的反电动势观测模型；

步骤306：获取电机的电流值和电压值；

步骤308：根据电流值和电压值，通过反电动势观测模型，得到基波反电动势和谐波反电动势；

步骤310：根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿。

在实施例2的基础上，进一步地，对电机的电流值和电压值进行采样，即采集连续地电流值和电压值，具体地，连续地电流值会形成一个波形，连续的电压值也会形成一个波形。

具体地，利用MCU(Micro Control Unit，即微控制单元)实时采样当前电机的电流值和电压值，具体地，实时采样获取当前电机的相电流值和相电压值，并对采样的电压值和电流值进行滤波预处理，滤除高频噪声信号。其中对于电机的三相电流值满足相加和等于零的关系，所以得到其中任意两相电流值，就可以计算得到第三相电流值。

主要考虑在定子参考坐标系下的电压电流方程可以避免交直轴耦合以及速度信号耦合的影响，更有利于实现高的动态响应和高稳定性。

同时，考虑到电机的凸极性的影响，借鉴有效磁通的原理，建立电机扩展的反电动势的观测模型如下：

其中，

和代表定子坐标基波电流幅值观测值，ω代表电机电子转速，和代表定子坐标n次谐波电流幅值观测值，

v_α＝v_α1cos(ωt+θ_α1)+v_α5cos(5ωt+θ_α5)+v_α7cos(7ωt+θ_α7)+…+v_αncos(nωt+θ_αn)(公式4)，

v_β＝v_β1cos(ωt+θ_β1)+v_β5cos(5ωt+θ_β5)+v_β7cos(7ωt+θ_β7)+…+v_βncos(nωt+θ_βn)(公式5)，

其中，v_α1和v_β1表示定子坐标基波电压幅值，v_α1和v_β1表示定子坐标n次谐波电压幅值，

其中，

K表示滑模控制增益，z_α和z_β表示观测的反电动势信号。

实施例4：

图4示出本发明第四个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图4所示，本发明第四个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤402：对电机的电流值和电压值进行采样；

步骤404：根据采样得到的电流值和电压值，建立电机的反电动势观测模型；

步骤406：获取电机的电流值和电压值；

步骤408：将电流值和电压值，代入反电动势观测模型；

步骤410：通过选频模块，提取反电动势观测模型输出的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤412：根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿。

在实施例3的基础上，进一步地，将电机当前的电流值和电压值输入到观察模型，利用选频器，对基波反电动势和谐波反电动势可进行选频，进而提取出需要的基波反电动势，和各阶谐波反电动势，从而针对当前的电机情况，提取相应的基波反电动势和谐波反电动势，以满足当前的电机需求，并且，选频器可进行自适应，从而快速的得到电机所需的基波反电动势和谐波反电动势。

具体地，根据获取得到的当前电机的相电流值和相电压值，进行坐标变换得到当前控制周期的定子坐标电流值i_α和i_β，以及电压值v_α和v_β，对公式1的观测方程进行离散化处理，得到，

计算得到z_α(k-1)和z_β(k-1)的时刻值。

其中，z_α和z_β包含需要提取的电机反电动势观测值，具体地，包含基波反电动势观测值和各次谐波反电动势的观测值，还包含噪声信号和滑模控制开关信号，具体如下，

其中，和代表定子坐标的基波反电动势幅值观测值，和代表定子坐标的n次谐波反电动势幅值观测值，N_αh和N_βh代表其它噪声信号和滑模控制开关信号。

设计反电动势信号自适应选频器组模块，分别对电机的基波反电动势信号和谐波反电动势信号进行自适应选频，提取需要的电机的基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

进一步地，传统低通滤波器是以零频率为中心频率，在中心频率处保证单位增益和零相位的延迟，如果把中心频率平移到基波频率处，就可以实现该频率点信号的单位增益和零相位延迟，则可以保证基波反电动势的单位增益和零相位延迟，就可以实现该频率点信号的准确自适应提取。类似的并联多个反电动势谐波选频器组成选频器组模块，就可以实现分别对电机基波反电动势信号和谐波反电动势信号自适应选频。

根据这个设计原理，自适应选频器传递函数设计如下：

其中，ω₀代表平移后的中心频率，ω_c代表选频器截止频率。在此处对于电机基波反电动势信号和谐波反电动势信号自适应选频应用，ω₀设定为自适应频率，即中心频率等于基波频率和对应的谐波频率，ω_c＝k×ω₀设置适当的选频器带宽，适当的选频器带宽一方面保证选频信号的准确提取，另一方面要兼顾系统的动态响应和滤出其它频率信号。

根据以上设计原理，设计的自适应选频器组模块如图9所示的系统函数框图和图10的系统幅频响应曲线，通过设计的自适应选频器组模块，可以实现电机基波反电动势和谐波反电动势的分离提取。

实施例5：

图5示出本发明第五个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图5所示，本发明第五个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤502：对电机的电流值和电压值进行采样；

步骤504：根据采样得到的电流值和电压值，建立电机的反电动势观测模型；

步骤506：获取电机的电流值和电压值；

步骤508：将电流值和电压值，代入反电动势观测模型；

步骤510：通过选频模块，提取反电动势观测模型输出的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤512：根据基波反电动势，确定电机的转子位置信号；

步骤514：根据基波反电动势、谐波反电动势和转子位置信号，得到直交轴坐标系下的基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值；

步骤516：根据基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值，对电机的进行前馈补偿。

在实施例4的基础上，进一步地，根据基波反电动势和谐波反电动势，对电机进行补偿的步骤，具体包括：以基波反电动势为基准，结合电机扩展反电动势计算公式，以锁相环位置角提取模块提取得到转子的位置角信号，从而确定出转子的位置，再以转子位置信号为变准，将基波反电动势和谐波反电动势，变换到直交轴坐标系内，从而得到基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值，根据基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值对电机进行前馈补偿。

其中，前馈式的反电动势补偿，对系统参数变化不敏感，具有较强的系统鲁棒性和稳定性，前馈补偿的响应速度快，可以很好的实现转矩谐波的抑制，同时数字化实现简单，非常便于工程化应用，可以极大的改善电机系统的振动和噪音问题。

具体地，根据基波反电动势信号和结合电机扩展反电动势计算公式，可以得到基波反电动势信号，如下，

其中，E_ebemf1表示基波扩展反电动势赋值，表示转子的位置角的观察误差，在构建的反电动势观测系统进入收敛状态时，趋近于零。

则通过对提取的电机基波反电动势信号和进行三角运算或者锁相环模块，就可以得到电机转子位置信号

根据提取得到的电机基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

结合提取得到的位置信号进行如下坐标变换，得到直交同步坐标系(即dq同步坐标系)下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，计算过程如下：

变换矩阵为：

则dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值为：

得到了dq同步坐标系下的基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值，就可以依据基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值对电机的转矩谐波进行抑制和控制。

进一步地，可以设计归一化锁相环模块，根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号，归一化锁相环的提取模块框图如图11所示。

实施例6：

图6示出本发明第六个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图6所示，本发明第六个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤602：对电机的电流值和电压值进行采样；

步骤604：根据采样得到的电流值和电压值，建立电机的反电动势观测模型；

步骤606：获取电机的电流值和电压值；

步骤608：将电流值和电压值，代入反电动势观测模型；

步骤610：通过选频模块，提取反电动势观测模型输出的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤612：根据基波反电动势，确定电机的转子位置信号；

步骤614：根据基波反电动势、谐波反电动势和转子位置信号，得到直交轴坐标系下的基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值；

步骤616：根据基波反电动势观测值和谐波反电动势观测值，对电流调节器输出的直交轴的电压矢量进行补偿。

具体地，得到了dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，将其补偿到电流调节器输出的dq轴电压矢量上，进行电机转矩谐波抑制和电机控制。

表示如下：

具体地，如图12所示，采用发明提供的电机的控制方法后，电机的电流波形平稳，进而抑制转子的振动以及噪音。

如图13所示，本发明提供的压缩机的控制方法，相对于相关技术中的压缩机的控制方法，对比结果，其中，深色为采用本发明提供的压缩机的控制方法对压缩机进行控制后的噪音OA值，显然，其在相应的频率是要由于相关技术中压缩机的噪音的。

具体地，在250赫兹时，本发明为41.80分贝，相关技术为49.94分贝，在315赫兹时，本发明为34.22分贝，相关技术为33.71分贝，在400赫兹时，本发明为36.76分贝，相关技术为37.55分贝，在500赫兹时，本发明为39.32分贝，相关技术为40.60分贝，在630赫兹时，本发明为38.53分贝，相关技术为38.66分贝，在800赫兹时，本发明为38.86分贝，相关技术为40.60分贝，在1000赫兹时，本发明为38.13分贝，相关技术为38.80分贝，在1250赫兹时，本发明为40.84分贝，相关技术为39.94分贝，在4600赫兹时，本发明为38.34分贝，相关技术为38.61分贝。可见，本发明在大多数频率上的降噪效果是要优于先关技术中的。

实施例7：

图7示出本发明第七个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图7所示，本发明第七个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤702：获取电流信号和电压信号；

步骤704：建立电机反电动势观测模型；

步骤706：进行电机反电动势的观测；

步骤708：分别提取电机的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤710：根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号；

步骤712：根据提取的基波反电势和谐波反电动势进行电机转矩谐波的抑制控制。

在该实施例中，步骤702：获取电流信号和电压信号。

具体地，利用MCU实时获取当前电机的电流值和电压值，具体地，实时采样获取当前电机的相电流值和相电压值，并对获取的电压值和电流值进行滤波预处理，滤除高频噪声信号。其中对于电机的三相电流值满足相加和等于零的关系，所以得到其中任意两相电流值，就可以计算得到第三相电流值。

步骤704：建立电机反电动势观测模型。

具体地，根据电机的电压电流方程以及采样得到的当前电机相电流值和相电压值，建立电机反电动势观测模型。

主要考虑在定子参考坐标系下的电压电流方程可以避免交直轴耦合以及速度信号耦合的影响，更有利于实现高的动态响应和高稳定性。

同时，考虑到电机的凸极性的影响，借鉴有效磁通的原理，建立电机扩展的反电动势的观测模型如下：

其中，

和代表定子坐标基波电流幅值观测值，ω代表电机电子转速，和代表定子坐标n次谐波电流幅值观测值，

v_α＝v_α1cos(ωt+θ_α1)+v_α5cos(5ωt+θ_α5)+v_α7cos(7ωt+θ_α7)+…+v_αncos(nωt+θ_αn)(公式21)，

v_β＝v_β1cos(ωt+θ_β1)+v_β5cos(5ωt+θ_β5)+v_β7cos(7ωt+θ_β7)+…+v_βncos(nωt+θ_βn)(公式22)，

其中，v_α1和v_β1表示定子坐标基波电压幅值，v_α1和v_β1表示定子坐标n次谐波电压幅值，

K表示滑模控制增益，z_α和z_β表示观测的反电动势信号。

步骤706：进行电机反电动势的观测。

具体地，根据获取得到的当前电机的相电流值和相电压值，进行坐标变换得到当前控制周期的定子坐标电流值i_α和i_β，以及电压值v_α和v_β，对公式1的观测方程进行离散化处理，得到，

计算得到z_α(k-1)和z_β(k-1)的时刻值。

其中，z_α和z_β包含需要提取的电机反电动势观测值，具体地，包含基波反电动势观测值和各次谐波反电动势的观测值，还包含噪声信号和滑模控制开关信号，具体如下，

其中，和代表定子坐标的基波反电动势幅值观测值，和代表定子坐标的n次谐波反电动势幅值观测值，N_αh和N_βh代表其它噪声信号和滑模控制开关信号。

步骤708：分别提取电机的基波反电动势和谐波反电动势。

具体地，设计反电动势信号自适应选频器组模块，分别对电机的基波反电动势信号和谐波反电动势信号进行自适应选频，提取需要的电机的基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

步骤710：根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号。

具体地，根据基波反电动势信号和结合电机扩展反电动势计算公式，可以得到基波反电动势信号，如下，

其中，E_ebemf1表示基波扩展反电动势赋值，表示转子的位置角的观察误差，在构建的反电动势观测系统进入收敛状态时，趋近于零。

则通过对提取的电机基波反电动势信号和进行三角运算或者锁相环模块，就可以得到电机转子位置信号

步骤712：根据提取的基波反电势和谐波反电动势进行电机转矩谐波的抑制控制。

具体地，根据提取得到的电机基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

结合提取得到的位置信号进行如下坐标变换，得到直交同步坐标系(即dq同步坐标系)下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，计算过程如下：

变换矩阵为：

则dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值为：

得到了dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，将其补偿到电流调节器输出的dq轴电压矢量上，进行电机转矩谐波抑制和电机控制。

表示如下：

实施例8：

图8示出本发明第八个实施例提供的电机的控制方法的流程图。

如图8所示，本发明第八个实施例提供的电机的控制方法的流程步骤如下：

步骤802：获取电流信号和电压信号；

步骤804：建立电机反电动势观测模型；

步骤806：进行电机反电动势的观测；

步骤808：设计反电动势选频器组模块，分别提取电机的基波反电动势和谐波反电动势；

步骤810：设计归一化锁项环模块，根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号；

步骤812：根据提取的基波反电势和谐波反电动势进行电机转矩谐波的抑制控制；

步骤814：自适应电机转矩谐波抑制和电机变频驱动控制。

在该实施例中，步骤802：获取电流信号和电压信号。

具体地，利用MCU实时获取当前电机的电流值和电压值，具体地，实时采样获取当前电机的相电流值和相电压值，并对获取的电压值和电流值进行滤波预处理，滤除高频噪声信号。其中对于电机的三相电流值满足相加和等于零的关系，所以得到其中任意两相电流值，就可以计算得到第三相电流值。

步骤804：建立电机反电动势观测模型。

具体地，具体地，根据电机的电压电流方程以及采样得到的当前电机相电流值和相电压值，建立电机反电动势观测模型。

主要考虑在定子参考坐标系下的电压电流方程可以避免交直轴耦合以及速度信号耦合的影响，更有利于实现高的动态响应和高稳定性。

同时，考虑到电机的凸极性的影响，借鉴有效磁通的原理，建立电机扩展的反电动势的观测模型如下：

其中，

和代表定子坐标基波电流幅值观测值，ω代表电机电子转速，和代表定子坐标n次谐波电流幅值观测值，

v_α＝v_α1cos(ωt+θ_α1)+v_α5cos(5ωt+θ_α5)+v_α7cos(7ωt+θ_α7)+…+v_αncos(nωt+θ_αn)(公式37)，

v_β＝v_β1cos(ωt+θ_β1)+v_β5cos(5ωt+θ_β5)+v_β7cos(7ωt+θ_β7)+…+v_βncos(nωt+θ_βn)(公式38)，

其中，v_α1和v_β1表示定子坐标基波电压幅值，v_α1和v_β1表示定子坐标n次谐波电压幅值，

K表示滑模控制增益，z_α和z_β表示观测的反电动势信号。

步骤806：进行电机反电动势的观测。

具体地，根据获取得到的当前电机的相电流值和相电压值，进行坐标变换得到当前控制周期的定子坐标电流值i_α和i_β，以及电压值v_α和v_β，对公式1的观测方程进行离散化处理，得到，

计算得到z_α(k-1)和z_β(k-1)的时刻值。

其中，z_α和z_β包含需要提取的电机反电动势观测值，具体地，包含基波反电动势观测值和各次谐波反电动势的观测值，还包含噪声信号和滑模控制开关信号，具体如下，

其中，和代表定子坐标的基波反电动势幅值观测值，和代表定子坐标的n次谐波反电动势幅值观测值，N_αh和N_βh代表其它噪声信号和滑模控制开关信号。

步骤808：设计反电动势选频器组模块，分别提取电机的基波反电动势和谐波反电动势。

具体地，设计反电动势信号自适应选频器组模块，分别对电机的基波反电动势信号和谐波反电动势信号进行自适应选频，提取需要的电机的基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

自适应选频器组模块设计原理如下：

传统低通滤波器是以零频率为中心频率，在中心频率处保证单位增益和零相位的延迟，如果把中心频率平移到基波频率处，就可以实现该频率点信号的单位增益和零相位延迟，则可以保证基波反电动势的单位增益和零相位延迟，就可以实现该频率点信号的准确自适应提取。类似的并联多个反电动势谐波选频器组成选频器组模块，就可以实现分别对电机基波反电动势信号和谐波反电动势信号自适应选频。

根据这个设计原理，自适应选频器传递函数设计如下：

其中，ω₀代表平移后的中心频率，ω_c代表选频器截止频率。在此处对于电机基波反电动势信号和谐波反电动势信号自适应选频应用，ω₀设定为自适应频率，即中心频率等于基波频率和对应的谐波频率，ω_c＝k×ω₀设置适当的选频器带宽，适当的选频器带宽一方面保证选频信号的准确提取，另一方面要兼顾系统的动态响应和滤出其它频率信号。

根据以上设计原理，设计的自适应选频器组模块如图9所示的系统函数框图和图10的系统幅频响应曲线，通过设计的自适应选频器组模块，可以实现电机基波反电动势和谐波反电动势的分离提取。

步骤810：设计归一化锁项环模块，根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号。

具体地，根据基波反电动势信号和结合电机扩展反电动势计算公式，可以得到基波反电动势信号，如下，

其中，E_ebemf1表示基波扩展反电动势赋值，表示转子的位置角的观察误差，在构建的反电动势观测系统进入收敛状态时，趋近于零。

可以设计归一化锁相环模块，根据提取的基波反电动势求解电机转子位置信号，归一化锁相环的提取模块框图如图11所示。则通过对提取的电机基波反电动势信号和进行三角运算或者锁相环模块，就可以得到电机转子位置信号

步骤812：根据提取的基波反电势和谐波反电动势进行电机转矩谐波的抑制控制。

具体地，根据提取得到的电机基波反电动势信号和以及各阶谐波反电动势信号和

结合提取得到的位置信号进行如下坐标变换，得到直交同步坐标系(即dq同步坐标系)下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，计算过程如下：

变换矩阵为：

则dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值为：

得到了dq同步坐标系下的基波反电动势和谐波反电动势观测值，将其补偿到电流调节器输出的dq轴电压矢量上，进行电机转矩谐波抑制和电机控制。

表示如下：

步骤814：自适应电机转矩谐波抑制和电机变频驱动控制。

具体地，根据以上设计的自适应的电机转矩谐波抑制的方法和装置及控制系统，进行电机的变频驱动控制，通过图10的本发明提供的电机的控制方法与相关技术中的电机的电流波形对比图和图11的本发明提供的电机的控制方法与相关技术中的电机的噪音OA值的对比图，可以验证本发明一种自适应的电机转矩谐波抑制的方法，可以实现电机转矩谐波的补偿和有效抑制，明显的改善电机系统的振动和噪音问题。

实施例9：

根据本发明的第二方面，本发明提供了一种电机的控制装置，包括：存储器，其上存储有程序或指令；处理器，配置为执行程序或指令时实现如上述任一实施例提供的电机的控制方法。

本发明提供的电机的控制装置，包括存储器和处理器，存储器内的程序或指令，被处理器执行时，现如上述任一实施例提供的电机的控制方法，因此，本发明提供的电机的控制装置，具有如上述任一实施例提供的电机的控制方法的全部的有益效果，在此不再一一陈述。

实施例10：

在实施例9的基础上，进一步地，还包括：选频器，与处理器相连接。

在该实施例中，电机的控制装置还包括：选频器，以便于配合处理器，执行如上述任一实施例提供的电机的控制方法。

实施例11：

根据本发明的第三方面，本发明提供了一种压缩机，包括：电机；以及如上述任一实施例提供的电机的控制装置。

本发明提供的压缩机，因包括如上述任一实施例提供的电机的控制装置，因此，具有如上述任一实施例提供的电机的控制装置的全部有益效果，在此不再一一陈述。

实施例12：

根据本发明的第四方面，本发明提供了一种制冷设备，包括：如上述任一实施例提供的压缩机。

本发明提供的制冷设备，因包括如上述任一实施例提供的压缩机，因此，具有如上述任一实施例提供的压缩机的全部有益效果，在此不再一一陈述。

实施例13：

根据本发明的第五方面，本发明提供了一种可读存储介质，其上存储有程序或指令，程序或指令被处理器执行时实现如上述任一实施例提供的电机的控制方法。

本发明提供的可读存储介质，因存储有被处理器执行时，实现如上述任一实施例提供的电机的控制方法的程序或指令，因此，具有如上述任一实施例提供的电机的控制方法的全部有益效果，在此不再一一陈述。

在本发明中，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性；术语“多个”则指两个或两个以上，除非另有明确的限定。术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语均应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；“相连”可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或单元必须具有特定的方向、以特定的方位构造和操作，因此，不能理解为对本发明的限制。

在本说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“具体实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。