一种能量可双向流动的多电平变换器
阅读说明：本技术 一种能量可双向流动的多电平变换器 (Multi-level converter with energy capable of flowing bidirectionally ) 是由 吴军科 李辉 刘阳升 范兴明 于 2021-01-08 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种能量可双向流动的多电平变换器,包括串联电容组、串联双向开关组、开关电容单元和滤波电路；所述开关电容单元包括中间正电平控制模块、中间负电平控制模块、开关电容模块、零电平控制模块；所述串联电容组中的各个电容分别通过中间正、负电平控制模块、开关电容模块和零电平控制模块的不同控制方式,产生九电平输出,本发明提供的能量可双向流动的多电平变换器,通过开关切换组合可以产生九电平的输出电压,该电路结构简单,可靠性高。(The invention discloses a multilevel converter with energy capable of bidirectionally flowing, which comprises a series capacitor bank, a series bidirectional switch bank, a switch capacitor unit and a filter circuit, wherein the switch capacitor unit is connected with the filter circuit; the switched capacitor unit comprises a middle positive level control module, a middle negative level control module, a switched capacitor module and a zero level control module; the multi-level converter with the energy capable of bidirectionally flowing can generate nine-level output voltage through switch switching combination, and the circuit is simple in structure and high in reliability.)
技术领域
本发明涉及电能变换相关技术领域，特别是一种能量可双向流动的多电平变换器。
背景技术
随着分布式发电在电力系统中占比逐渐增加，功率变流器已成为连接分布式电源和大电网的重要接口。在交直流混合微电网中，能量双向流动的电能变换装置对于保障电网功率平衡、实现交流侧谐波控制具有重要作用。多电平变换器相对传统两电平变换器，可以减少交流侧的谐波。因此，如何将多电平技术与双向功率变换电路结合起来，探索出更多适用于交直流混合微电网的电能变换装置，是一个值得研究的课题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种能量可双向流动的多电平变换器，该变换器结构简单，能够实现九电平输出。
本发明提供的能量双向流动多电平变换器，包括串联电容组、串联双向开关组、开关电容单元和滤波电路；所述开关电容单元包括中间正电平控制模块、中间负电平控制模块、开关电容模块、零电平控制模块；所述串联电容组包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容 C3及第四电容C4；所述串联双向开关组包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；
所述第一电容C1的一端与第一开关管S1一端连接，所述第一电容C1的另一端与所述第二电容C2的一端连接，所述第二电容C2的另一端与所述第三电容C3的一端连接，所述第三电容C3的另一端与所述第四电容C4的一端连接，所述第四电容C4的另一端与第一开关管 S1的另一端连接；
所述第一开关管S1的一端与第一电容C1的一端连接，所述第一开关管S1的另一端与所述第二开关管S2的一端连接，所述第二开关管S2的另一端与所述第三开关管S3的一端连接，所述第三开关管S3的另一端与所述第四开关管S4的一端连接，所述第四开关管S4的另一端与第一电容C1的另一端连接；
所述中间正电平控制模块一端与第一电容C1、第二电容C2之间的连接点连接；另一端与开关电容模块的一端连接，所述开关电容模块的另一端与第一开关管S1和第二开关管S2 之间的连接点连接；
所述中间负电平控制模块一端与第一电容C3、第二电容C4之间的连接点连接；另一端与开关电容模块的一端连接，所述开关电容模块的另一端与第一开关管S3和第二开关管S4 之间的连接点连接；
所述开关电容模块一端与零电平控制模块的一端连接，所述零电平控制模块的另一端与第一电容C2、第二电容C3之间的连接点连接；所述开关电容模块的另一端分别与第一开关管S2、第二开关管S3之间的连接点，以及第三开关管S3、第四开关管S4之间的连接点连接。
进一步，所述零电平控制模块包括串联的第九双向开关和第十双向开关，所述第九双向开关一端与第一电容C2和第二电容C3之间的连接点连接，另一端与第十双向开关的连接，所述第十双向开关的另一端与开关电容模块连接。
进一步，所述中间正电平控制模块包括开关管和二极管构成的第七双向开关；所述开关管的集电极与二极管的负极连接，所述开关管的发射极与二极管的正极连接，所述开关管的集电极与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接；所述开关管的发射极与开关电容模块的一端连接。
进一步，所述中间负电平控制模块包括开关管和二极管构成的第八双向开关；所述开关管的集电极与二极管的负极连接，所述开关管的发射极与二极管的正极连接，所述开关管的集电极与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接；所述开关管的发射极与开关电容模块的另一端连接。
进一步，所述开关电容模块包括第五开关管S5、第六开关管S6、飞跨电容C5；
所述第五开关管S5的发射极串接二极管正极后，通过二极管负极与中间正电平控制模块连接；所述第五开关管S5的集电极与第一开关管S1和第二开关管S2之间的连接点连接；
所述第六开关管S6的集电极串接二极管正极后，通过二极管负极与中间负电平控制模块连接；所述第六开关管S6的集电极与第三开关管S3和第四开关管S4之间的连接点连接；
所述飞跨电容C5一端与第五开关管S5的集电极连接，另一端与第六开关管S6的发射极连接。
进一步，所述滤波电路包括储能电感和滤波电容，所述储能电感一端与双向开关组的中间连接点连接，另一端与滤波电容连接，所述滤波电容的另一端与地连接。
进一步，所述储能电感一端与第二开关管S2和第三开关管S3的连接点连接，另一端与滤波电容连接，所述滤波电容的另一端与地连接。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
本发明的有益效果在于：
本发明提供的能量双向流动多电平变换器，通过开关单元和开关电容单元的控制组合，在数量较少的开关元件和电容情况，可以产生九电平的输出电压，同时该电路可实现功率的双向变换，降低了变换器成本，简化了变换器的结构，使得变换器的性能更加稳定。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和有益效果更加清楚，本发明提供如下附图进行说明：
图1为能量可双向流动的多电平变换器。
图2a为输出电平为4E时电流方向为正的电流通路示意图。
图2b为输出电平为4E时电流方向为负的电流通路示意图。
图3a为输出电平为3E时电流方向为正的电流通路示意图。
图3b为输出电平为3E时电流方向为负的电流通路示意图。
图4a为输出电平为2E时电流方向为正的电流通路示意图。
图4b为输出电平为2E时电流方向为负的电流通路示意图。
图5a为输出电平为E时电流方向为正的电流通路示意图。
图5b为输出电平为E时电流方向为正的电流通路示意图。
图6a为输出电平为0时电流方向为正的电流通路示意图。
图6b为输出电平为0时电流方向为正的电流通路示意图。
图7a为输出电平为-E时电流方向为正的电流通路示意图。
图7b为输出电平为-E时电流方向为正的电流通路示意图。
图8a为输出电平为-2E时电流方向为正的电流通路示意图。
图8b为输出电平为-2E时电流方向为负的电流通路示意图。
图9a为输出电平为-3E时电流方向为正的电流通路示意图。
图9b为输出电平为-3E时电流方向为负的电流通路示意图。
图10a为输出电平为-4E时电流方向为正的电流通路示意图。
图10b为输出电平为-4E时电流方向为负的电流通路示意图。
图中，1表示串联电容组、2表示串联双向开关组、31表示中间正电平控制模块、32表示中间负电平控制模块、33表示开关电容模块、34表示零电平控制模块、4表示滤波电路。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
如图1所示，本实施例提供的一种能量双向流动的多电平变换器，至少包括设置于正负直流母线之间的串联电容组和串联双向开关组，以及开关电容单元和滤波电路；
所述开关电容单元一侧分别与串联电容组中相邻电容的连接点连接，所述开关电容单元的另一侧与串联双向开关组中的相邻双向开关的连接点中的首末连接点分别连接；所述串联电容组的中间连接点与地连接；所述双向开关组的中间连接点与滤波电路连接；
所述滤波电路包括储能电感和滤波电容，所述储能电感一端与双向开关组的中间连接点连接，另一端与滤波电容连接，所述滤波电容的另一端与地连接；
所述串联电容组包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3及第四电容C4；
所述第一电容C1的一端与直流电源V正输入端连接，所述第一电容C1的另一端与所述第二电容C2的一端连接，所述第二电容C2的另一端与所述第三电容C3的一端连接，所述第三电容C3的另一端与所述第四电容C4的一端连接，所述第四电容C4的另一端与直流电源负输入端连接；
所述串联双向开关组包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管 S4；
所述第一开关管S1的一端与所述直流电源正输入端连接，所述第一开关管S1的另一端与所述第二开关管S2的一端连接，所述第二开关管S2的另一端与所述第三开关管S3的一端连接，所述第三开关管S3的另一端与所述第四开关管S4的一端连接，所述第四开关管S4的另一端与所述直流电源负输入端连接；
所述储能电感一端与第二开关管S2和第三开关管S3的连接点连接，另一端与滤波电容连接，所述滤波电容的另一端与地连接。
所述开关电容单元包括中间正电平控制模块、中间负电平控制模块、开关电容模块、零电平控制模块；
所述中间正电平控制模块，用于控制2E电平产生；
所述中间负电平控制模块，用于控制-2E电平产生；
所述开关电容模块，用于控制+E或-E电平产生；
所述零电平控制模块，用于控制零电平产生；
所述中间正电平控制模块一端与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接；另一端与开关电容模块的一端连接，所述开关电容模块的另一端与第一开关管S1和第二开关管S2 之间的连接点连接；
所述中间负电平控制模块一端与第一电容C3和第二电容C4之间的连接点连接；另一端与开关电容模块的一端连接，所述开关电容模块的另一端与第一开关管S3和第二开关管S4 之间的连接点连接；
所述开关电容模块一端与零电平控制模块的一端连接，所述零电平控制模块的另一端与第一电容C2和第二电容C3之间的连接点连接；所述开关电容模块的另一端分别与第一开关管S2和第二开关管S3之间的连接点，以及第三开关管S3和第四开关管S4之间的连接点连接；
所述中间正电平控制模块包括开关管和二极管构成的第七双向开关；所述开关管的集电极与二极管的负极连接，所述开关管的发射极与二极管的正极连接，所述开关管的集电极与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接；所述开关管的发射极与开关电容模块的一端连接；
所述中间负电平控制模块包括开关管和二极管构成的第八双向开关；所述开关管的集电极与二极管的负极连接，所述开关管的发射极与二极管的正极连接，所述开关管的集电极与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点连接；所述开关管的发射极与开关电容模块的另一端连接；
所述零电平控制模块包括串联的第九双向开关和第十双向开关，所述第九双向开关一端与第一电容C2和第二电容C3之间的连接点连接，另一端与第十双向开关的连接，所述第十双向开关的另一端与开关电容模块连接；
所述开关电容模块包括第五开关管S5、第六开关管S6、飞跨电容C5；
所述第五开关管S5的发射极串接二极管正极后，通过二极管负极与中间正电平控制模块连接；所述第五开关管S5的集电极与第一开关管S1和第二开关管S2之间的连接点连接；
所述第六开关管S6的集电极串接二极管正极后，通过二极管负极与中间负电平控制模块连接；所述第六开关管S6的集电极与第三开关管S3和第四开关管S4之间的连接点连接；
所述飞跨电容C5一端与第五开关管S5的集电极连接，另一端与第六开关管S6的发射极连接；
本实施例提供的能量可双向流动的多电平变换器，通过开关电容单元的控制可以产生4E、 3E、2E、E、0、-E、-2E、-3E、-4E九种输出电平模态；通过串联电容与飞跨电容的加减组合得到。本电路在四个电容的基础上，仅仅通过设置一个飞跨电容C5就可以组合得到九种模态，在全控型开关数量基本没有增加的情况，增加了模态变化种类，提高了电路的变换效率。
本实施例提供的滤波电路可以将接近正弦波的方波变换为正弦波，满足了逆变器输出要求正弦波的要求。本实施例提供的开关电容模块可以有多种形式，比如两个或以上的电容串并联组合，可产生更多的电路。
本实施例提供的电路结构能够通过数量较少的全控性开关，结合在电路中增加一个飞跨电容，但开关的组合发生了许多变化，形成了全新功能的电路，使得简单的电路结构也能实现九电平的输出，增加电路变化的多样性。
本实施例中所述开关管采用IGBT，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件。
下面详细陈述能量双向流动多电平变换器的工作过程，以电感电流iL朝右为正参考方向：
如图2a和图2b所示，O点为4E电平时，当电感电流iL为正时(图2a)，全控型开关 S1和S2栅极驱动信号为高电平，开关导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图 b)，S1和S2的反并联二极管导通，电路处于整流状态。
如图3a和图3b所示，O点为3E电平时，当电感电流iL为正时(图3a)，全控型开关S1导通，S3的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图3b)，全控型开关S3导通，S1的反并联二极管导通，电路处于整流状态；
如图4a和图4b所示，O点为2E电平时，当电感电流iL为正时(图4a)，全控型开关 S6和S7导通，S3的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图4b)，全控型开关S5导通，S2和S7的反并联二极管导通，电路处于整流状态；
如图5a和图5b所示，O点为E电平时，当电感电流iL为正时(图5a)，全控型开关 S2，S6和S9导通，S10的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图 5b)，全控型开关S3和S5导通，S7的反并联二极管导通，电路处于整流状态；
如图6a和图6b所示，O点为0电平时，电感处于续流状态，当电感电流iL为正时(图6a)，全控型开关S6和S9导通，S3和S10的反并联二极管导通；当电感电流iL为负时(图6b)，全控型开关S5和S10导通，S2好S9的反并联二极管导通；
如图7a和图7b所示，O点为-E电平时，当电感电流iL为正时(图7a)，全控型开关 S2和S6导通，S8的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图7b)，全控型开关S3,S5和S10导通，S9的反并联二极管导通，电路处于整流状态；
如图8a和图8b所示，O点为-2E电平时，当电感电流iL为正时(图8a)，全控型开关S6导通，S3和S8的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图8b)，全控型开关S5和S8导通，S2的反并联二极管导通，电路处于整流状态；
如图9a和图9b所示，O点为-3E电平时，当电感电流iL为正时(图9a)，全控型开关S2导通，S4的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图9b)，全控型开关S3,S5和S8导通，电路处于整流状态；
如图10a和图10b所示，O点为-4E电平时，当电感电流iL为正时(图10a)，S3和S4的反并联二极管导通，电路处于逆变状态；当电感电流iL为负时(图10b)，全控型开关S3 和S4导通，电路处于整流状态。
以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。
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