具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

本发明一种单绕组无轴承磁通切换电机缺相邻两相转子悬浮控制方法，为了解决绕组缺任意相邻两相后，可控自由度无法满足转子切向控制和径向悬浮控制共计4个自由度的需要难题，附加一个逆变桥臂控制剩余健康4相中心点电流，以实现剩余健康4相电流独立控制之目的；为了解决绕组缺任意相邻两相后，转子旋转和悬浮不解耦难题，提出电机缺任意相邻两相转矩和悬浮力数学模型，并构建一种转矩和悬浮力解耦控制方法。由于6相绕组中缺任意相邻两相的电机数学模型都可以等效为缺AB两相的数学模型，所以本发明中以缺AB两相为例。具体讲解如下。

本发明所提的六相单绕组无轴承磁通切换电机缺任意相邻两相转子悬浮运行控制结构框图如图1所示。图1控制结构包括七相逆变桥臂、六相单绕组无轴承磁通切换电机、电流i_Ai_Bi_Ci_Di_Ei_F测量环节、转子位置角θ_r测量环节、转子径向位移xy测量环节、转矩平面α_Tβ_T坐标系电流给定计算环节、悬浮平面α_sβ_s坐标系电流给定计算环节、中心点电流给定计算环节、剩余健康四相电流给定计算环节、电流闭环控制环节等构成。六相绕组电流i_A～i_F经过T₆矩阵变换，获得转矩平面α_Tβ_T坐标系电流i_αTi_βT及悬浮平面α_sβ_s坐标系电流i_αSi_βS；根据转子位置角θ_r及i_αTi_βT计算转矩平面d_Tq_T坐标系电流i_dTi_qT；根据i_dTi_qT分别计算出偏置磁场悬浮力系数K_PMT及偏移角根据K_PMT、及θ_r计算出悬浮电流系数矩阵M_{S_PMT}；进一步计算出M_{S_PMT}的逆矩阵根据xy及其给定值x^*y^*经过xy偏移调节器，获得xy悬浮力给定根据i_αTi_βT、K_PMT、及θ_r计算悬浮平面α_sβ_s坐标系电流给定利用矢量控制方法，获得转矩平面α_Tβ_T坐标系电流给定根据分别计算出剩余健康四相电流给定及中心点电流给定根据 和实际电流i_Ci_Di_Ei_Fi_O，通过电流闭环控制输出控制剩余四相健康桥臂及中心点桥臂的开关变量S_CS_DS_ES_FS_O。当对应相桥臂上管导通、下管关断时S_i＝1(i＝C,D,E,F,O)；当对应相桥臂上管关断，下管导通时S_i＝0(i＝C,D,E,F,O)；上管和下管互补导通。在S_i控制作用下，逆变器将输出满足要求的定子电流，实现电机缺任意相邻两相容错运行控制。电流闭环控制可以采用电流滞环比较器获得S_C～S_O；也可以采用PWM控制方法获得S_C～S_O。

本发明所研究的电机横截面结构如图2所示，转子由具有10个齿的铁芯构成。定子具有12个U型冲片叠成，相邻的两个U型冲片之间夹着一个沿切向充磁的永磁体，相邻永磁体充磁方向相反。每一个定子齿上套一个线圈，12个线圈依图2中连接方式构成6相绕组A～F。定义A1、A2线圈的轴线分别为直角坐标系xy的x轴、y轴。

本发明针对六相单绕组无轴承磁通切换电机缺任意相邻两相转子悬浮旋转控制问题，提出一种容错不间断运行控制方法，其技术特征在于它依次含有以下步骤：

1)利用电流传感器及AD转换通道，检测出定子六相绕组电流i_A～i_F，利用转子位置角传感器及检测通道，检测出转子位置角θ_r和转子电角速度ω_r；利用转子X和Y方向径向位移传感器及检测通道，检测出转子X和Y方向径向位移x、y。

2)采样电流i_Ai_Bi_Ci_Di_Ei_F经过T₆变换获得转矩平面α_Tβ_T坐标系电流i_αTi_βT及悬浮平面α_sβ_s坐标系电流i_αSi_βS：

其中，

3)根据转速给定转速ω_r及θ_r，计算出转矩平面α_Tβ_T坐标系电流给定

4)根据i_αTi_βT、K_PMT、及θ_r，通过悬浮电流给定计算环节输出悬浮平面α_sβ_s坐标系电流给定

5)根据计算出中心点电流给定及剩余健康四相电流给定

6)将和i_Ci_Di_Ei_Fi_O送给电流闭环控制环节，输出控制健康四相桥臂及中心点电流桥臂的开关状态S_CS_DS_ES_FS_O。

在上述步骤3)中的转矩平面α_Tβ_T坐标系电流给定计算如下：

A(1.1)根据转速给定及实际转速ω_r，通过转速PI调节器，获得q_T轴电流给定

A(1.2)根据磁场控制环节，获得d_T轴电流给定

A(1.3)把转子位置角θ_r及送给d_T q_T坐标向α_Tβ_T变换环节，输出

在上述步骤4)中的获得可以利用xy的偏移误差Δx＝x^*-x、Δy＝y^*-y分别经过x偏移PI调节器，y偏移PI调节器输出。

在上述步骤4)中K_PMT及计算方法如下：

B(1.1)根据i_αTi_βT及θ_r，通过α_Tβ_T坐标向d_T q_T坐标变换环节，输出d_T q_T轴电流i_dTi_qT：

B(1.2)把i_dTi_qT送入K_PMT计算环节，输出K_PMT：

B(1.3)把i_dTi_qT送入角计算环节，输出

B(1.4)把K_PMT、θ_r送入矩阵M_{S_PMT}计算环节，输出M_{S_PMT}：

B(1.5)根据矩阵求逆公式，求解逆矩阵

步骤6)中中心点电流i_O的获取可以通过如下方法：

步骤6)中逆变桥臂开关状态量S_C～S_O计算若采用电流滞环控制策略计算，方法如下：

当时，S_i＝1(i＝C,D,E,F,O)；

当时，S_i＝0(i＝C,D,E,F,O)；

其中，ε为允许设定的电流控制误差。

步骤6)中逆变桥臂开关状态量S_C～S_O计算若采用PWM控制策略计算，方法如下：

C(1.1)计算各支路电流控制误差

C(1.2)各支路电流控制误差经过PI调节器，输出各支路电压给定

C(1.3)各支路电压给定与同一三角载波比较，输出S_C～S_O。

本发明的实施例驱动系统硬件结构如图3所示。包括：整流电路、滤波电容、直流母线电压采集电路、七相逆变器、无轴承磁通切换电机、六相绕组电流采集电路、电机转子位置角采集电路、转子径向xy偏移采集电路、隔离驱动、中央控制器、人机接口等。其中六相逆变器直流母线电压也可以采用合适的直流电源提供。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用支路串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用支路串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。直流母线电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。转子位置角检测电路可以采用旋转编码器后接电平转换电路构成，也可以采用旋转变压器后接解码电路构成，其中前者成本较低，但位置角采样精度受编码器线数限制，而后者成本较高，但位置角采样精度较高。转子径向xy偏移采集电路采用电涡流传感器后接运算放大器相结合方式构成，也可以采用线性光耦后接运算放大器相结合方式构成。电流检测、电压采样电路、转子径向xy偏移采集电路输出的弱电信号送到中央控制器A/D转换模块，位置角检测电路输出的脉冲信号送给中央控制器QEP模块。根据取得的信号和本发明的转子悬浮运行控制方法，输出逆变桥臂开关信号，经由隔离驱动器去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

基本原理叙述如下：

为了分析方便，定义坐标系及变量如图4所示：

其中，A～F分别为六相绕组轴线，A相绕组轴线超前x轴9°机械角；α_sβ_s为悬浮平面静止坐标系，d_sq_s为悬浮平面旋转坐标系，d和α轴之间夹角为i_AS～i_FS为六相绕组中的悬浮电流分量，i_αS、i_βS为悬浮平面α_sβ_s坐标系悬浮电流，i_dS、i_qS为悬浮平面d_sq_s坐标系悬浮电流。α_Tβ_T为转矩平面静止坐标系，αT轴与A相绕组轴线重合，θ_r为六相绕组永磁体耦合磁链矢量ψ_f与αT轴之间的夹角,也即转子位置角。d_Tq_T为转矩平面同步旋转坐标系，d_T轴与ψ_f同方向。转矩电流矢量i_sT在α_Tβ_T轴上分量分别为i_αTi_βT，在d_Tq_T轴上分量分别为i_dTi_qT。除了上述轴系定义，正常六相驱动系统中还存在o1和o2零序轴系。由于6相绕组中缺任意相邻两相电机数学模型都可以等效为缺AB两相数学模型，所以本发明中以缺AB两相为例。

利用磁路分析方法推导A～F相分别通入悬浮电流i_AS～i_FS后，在永磁体及转矩电流共同建立的偏置磁场下产生的x、y方向的悬浮力的表达式为：

其中，为偏置磁场悬浮力系数；k_PM为单位悬浮电流在永磁体磁场下产生的悬浮力的幅值；k_{PM_DC}为单位悬浮电流在永磁体磁场下产生的悬浮力直流偏置。k_dT是单位α_S轴悬浮电流或者β_S轴悬浮电流在单位i_dT电流建立的磁场下产生的x、y方向的悬浮力基波分量幅值。k_qT是单位α_S轴悬浮电流或者βS轴悬浮电流在单位i_qT电流建立的磁场下产生的x、y方向的悬浮力的基波分量幅值。K_PM、k_{PM_DC}、k_dT、k_qT都可以借助有限元仿真有段获得。

可以利用如下形式的T₆变换矩阵把6相量变换到α_Tβ_Tα_Sβ_S o1 o2轴系上：

这样在已知电流i_αTi_βT i_αSi_βS i_o1i_o2情况下可以求取6相电流结果如下：

在缺A相时，有i_A＝0，由式(8)得到公式

化简得零序电流i_o1如下：

将式(10)代入式(8)，得缺A相后六相绕组电流如下：

在缺A相上述电流结论基础上，进一步分析缺AB两相控制方法。此时A、B相电流均等于0，由式(11)得到零序电流i_o2

将式(12)代入式(11)，得到缺A、B两相后六相绕组电流：

若按式(13)控制六相绕组电流，则电机产生的电磁转矩T_e如下：

其中，n_p为电机磁极对数；E_m＝ω_rΨ_f。从式(14)可见，在缺AB情况下，可以利用转矩平面电流i_αT i_βT对电磁转矩进行控制，且悬浮平面电流对电磁转矩没有影响。

将式(3)(4)(5)(6)相加，并将式(13)中各相悬浮电流分量具体表达式代入，推导出缺AB两相后转子悬浮力表达式如下：

其中，

根据式(15)，若已知转矩平面电流i_αT i_βT、悬浮力F_x F_y、转子位置角θ_r、偏移角及i_dTi_qT时，可以求解出所需要的悬浮平面电流i_αSi_βS。如下：

当电机缺失AB两相绕组后，剩余健康相只有4相。若将剩余4相仍然采用星形连接，且无中心点引出，试图用4个桥臂控制4相绕组电流，显然不可能。所以本发明另外增加一个控制中心点电流的桥臂，实现剩余4相绕组电流独立控制，满足转子切向旋转，径向悬浮4个控制自由度的要求。

根据式(13)可以求出4相健康相中心点电流i_O如下：

根据上述理论分析，当缺AB两相后，由于悬浮平面电流对转矩没有影响，所以转矩控制可以采用矢量控制；在获得转矩平面电流及悬浮力要求后，可以进一步根据式(16)获得悬浮平面电流；此后再根据式(13)进一步求出剩余健康4相电流，同时利用式(17)求出中心点电流i_O。此后利用4相桥臂及中心点桥臂实现4相健康相电流及中心点电流闭环控制。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。