具体实施方式

在不同的附图中，相同的元件已用相同的附图标记指定。特别地，不同实施例共有的结构和/或功能元件可以用相同的附图标记指定并且可以具有相同的结构、尺寸和材料性质。

为清楚起见，已仅示出并详述了对理解所描述的实施例有用的那些步骤和元件。特别地，没有详述可以在其中设置电压比较器的各种通常的电子电路，特别是集成的电子电路，所描述的实施例与这种通常的电路兼容。

贯穿本公开，除非另外指明，否则术语“连接”被用于指定电路元件之间的直接电连接，而术语“耦合”被用于指定可以是直接的或可以经由一个或多个其他元件的电路元件之间的电连接。

在以下描述中，除非另外指明，否则当提及限定绝对位置(诸如术语“前”、“后”、“顶部”、“底部”、“左”、“右”等)或相对位置(诸如术语“上方”、“之下”、“上部”、“下部”等)的术语或提及限定方向的术语(诸如术语“水平”、“竖直”等)时，指的是附图的定向。

除非另外指明，否则术语“约”、“大致”、“基本上”和“大约”在本文中被用于指定讨论中的值的正或负10％、优选地正或负5％的公差。

在以下描述中，当提及节点或端子的电压时，除非另外指示，否则认为该电压是该点或节点与参考电位(通常是地)之间的电压。此外，当提及节点或端子的电位时，除非另外指示，否则认为该电位指的是参考电位。给定节点或给定端子的电压和电位将进一步用相同的附图标记指定。

在以下描述中，将在第一恒定状态(例如记为“0”的低状态)与第二恒定状态(例如记为“1”的高状态)之间交替的信号称为“二值信号”。同一电子电路的不同二值信号的高和低状态可能不同。特别地，二值信号的高和低状态可以对应于在高或低状态下可能不是完全恒定的电压或电流。

图1非常示意性地示出了所描述的实施例适用类型的电压转换器1的示例。在该示例中，转换器1是DC/DC转换器，其将DC电源电压转换为DC输出电压。在该示例中，转换器1属于降压型，即，与转换器的DC电源电压相比，由转换器1传递的DC输出电压具有更低的值。

转换器1被配置为在输出节点2上传递DC输出电压VOUT。

转换器1用DC电源电压Vbat供电。转换器1连接在以下项之间：被配置为接收电压Vbat或(换句话说)DC电位Vbat的导电轨或节点3，以及被配置为接收参考电位(通常是地GND)的导电轨或节点5。

转换器1被配置为传递等于设定点值的电压Vout。为此，转换器1在输入节点7上接收DC设定点电压Vref，该DC设定点电压Vref在本示例中具有等于电压Vout的设定点值的值。

在该示例中，电压Vout、Vbat和Vref为正。

转换器1包括第一MOS晶体管9，优选是PMOS晶体管。MOS晶体管9连接在节点3与节点11之间。换句话说，晶体管9的第一导电端子(例如其源极)连接到导轨3，晶体管9的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。

转换器1还包括第二MOS晶体管13，优选是NMOS晶体管。晶体管13连接在节点11与导轨5之间。换句话说，晶体管13的第一导电端子(例如其源极)连接到导轨5，晶体管13的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。

因此，晶体管9和13串联连接在导轨3与导轨5之间，并且彼此连接在内部节点11的水平处。

转换器1包括电感元件或电感15。电感15连接在节点11与节点2之间。

转换器1包括电压比较器17。电压比较器17被配置为传递表示电压Vout与电压Vref的比较的二值信号START。换句话说，比较器17被配置为：如果电压Vout大于电压Vref则以第一二值状态传递信号START，并且如果电压Vout小于电压Vref则以第二二值状态传递信号START。为此，比较器17包括：第一输入，被配置为接收电压Vref，此处的第一输入连接到节点7；以及第二输入，被配置为接收电压Vout，此处的第二输入连接到节点2。比较器17的输出传递信号START。

在本文中将以下情况视为示例：信号START的第一二值状态对应于信号START的高状态，并且信号START的第二二值状态对应于信号START的低状态。然后，由比较器17的反相输入(-)接收电压Vref，并且由比较器17的同相输入(+)接收电压Vout。

尽管未在图1中示出，但是此处比较器17用电源电压Vbat供电。因此，比较器17包括连接到节点3的节点(或端子)和连接到节点5的节点(或端子)，以接收电压Vbat。在高状态下，电压或信号START具有基本上等于电压Vbat的值的值，并且在低状态下，电压或信号START具有基本上为零的值(地)。

转换器1包括控制电路19。电路19被配置为实现或控制转换器1的操作周期，以将电压Vout调节到其设定点值Vref(或基于电压Vref)。

为此，电路19包括：

端子191，耦合(优选地连接)到输出比较器17，端子191被配置为接收信号START；

端子192和193，耦合(优选地连接)到相应的节点3和5，以接收电源电压Vbat；

端子194，耦合(优选地连接)到晶体管9的控制端子或栅极；以及

端子195，耦合(优选地连接)到晶体管13的控制端子或栅极。

转换器1包括连接在节点2与节点5之间的输出电容器(未示出)。作为示例，电容大约是2.2μF至20μF，或甚至更高。这种输出电容器起到滤波器的作用。换句话说，转换器输出电容器使得能够平滑节点2上存在的电流，并且储存由转换器供应给节点2的电力。

尽管在本文中未示出这种情况，但是在操作中，负载连接在节点2与节点5之间，以用电位Vout供电。

在本示例中，转换器1被配置为以脉冲频率调制操作。然后，电路19被配置为：在电压Vout低于电压Vref并且晶体管9和13二者处于关断状态时开始转换器1的操作周期。更特别地，在每个操作周期的开始，当两个晶体管9和13处于关断状态并且没有电流IL流经电感15时，电路19被配置为控制对晶体管9的导通状态的设定，晶体管11保持关断状态。然后，在晶体管9通过电路19维持在导通状态的第一时间段期间，将电力存储在电感15中。在该第一时间段结束时，电路19被配置为控制对晶体管9的关断状态的设定，以及对晶体管13的导通状态的设定。然后，在晶体管13通过电路19维持在导通状态的第二时间段期间，电力通过电感15传递回连接在转换器输出处的负载。在该第二时间段结束时，电路19被配置为控制对晶体管13的关断状态的设定。

信号START表示电压Vout是或不小于电压Vref的事实，比较器17的输出信号START使转换器1的操作周期开始。

图2示出了图示图1的转换器1的期望操作的定时图。

图2的顶部处的定时图图示了以伏特V为单位的电压Vout随时间t的变化。图2的底部处的定时图图示了流经电感15的电流IL随时间t的对应变化。

在时间t0处，晶体管9和13处于关断状态，电流IL是零，并且电压Vout大于电压Vref。尽管本文中未示出这种情况，但是信号START然后处于第一二值状态，在本示例中是高状态。

例如，由于连接到转换器1的负载消耗电流这一事实，在时间t0与随后的时间t2之间，电压Vout减小。

在时间t0与时间t2之间的时间t1处，电压Vout变得小于电压Vref。尽管在图2中未示出这种情况，但因此，在时间t1与时间t2之间，比较器17的输出START从第一二值状态切换至第二二值状态，即在本示例中是低状态。作为对信号START的这种切换的响应，电路19控制对晶体管9的导通状态的设定，晶体管9在时间t2处导通。

从时间t2开始，电感15具有连接到节点2的端子和经由晶体管9耦合到导轨3的端子，并且流经电感15的电流IL增加，直到时间t2之后的时间t4为止。因此，在时间t2与时间t4之间，电压Vout增加。特别地，在时间t2和t4的范围内，电压Vout在时间t3处再次变得大于电压Vref，并且尽管在图2中未示出这种情况，但是这种情况导致比较器17的输出START从第二二值状态切换至第一二值状态。

在时间t4处，电路19控制对晶体管13的导通状态的设定和对晶体管9的关断状态的设定。

从时间t4开始且直到时间t4之后的时间t5为止，电感15具有连接到节点2的端子和经由晶体管13耦合到导轨5的端子。流经电感15的电流IL减小。只要电流IL不是零，如果负载汲取的电流低于被传递到节点2的电流IL，电压Vout就会继续增加。

在时间t5处，电感15中的电流IL变成零，并且电路19控制对晶体管13的关断状态的设定。从此时开始，电压Vout减小，类似于在时间t0处发生的情况。

尽管本文中未示出这种情况，但是如果在时间t5之后的某个时间处，电压Vout落回到电压Vref以下，则输出START切换回其第二二值状态，并且作为对该切换的响应，电路19实现诸如关于时间t2、t4和t5所描述的新的操作周期。

图3部分且示意性地示出了电压比较器17的实施例。

比较器17包括PMOS晶体管301和NMOS晶体管303，该PMOS晶体管301和NMOS晶体管303串联连接在被配置为接收参考电位的节点305、与被配置为接收电源电位的节点307之间。换句话说，比较器17被配置为接收节点305与节点307之间的电源电压。在该示例中，比较器17用电压Vbat供电，节点305耦合(优选地连接)到节点5，并且节点307耦合(优选地连接)到节点3。

晶体管301和303彼此连接在比较器17的中间节点309的水平处。更特别地，晶体管301的源极耦合(优选地连接)到节点307，晶体管303的源极耦合(优选地连接)到节点305，并且晶体管301和303的漏极都耦合(优选地连接)到节点309。

晶体管301和303形成比较器17的输出级。

比较器17被配置为使得节点309的电位表示由比较器17比较的两个电压(即，在本示例中的电压Vref和Vout)之间的比较。更精确地，比较器17被配置为：基于其接收到的待被比较的电压之间的差来控制晶体管301和303，由此节点309的电位表示由比较器17接收到的待被比较的电压的比较。

例如，当由比较器17的第一输入接收到的电压(例如，由反相输入接收到的电压Vref)大于由比较器17的第二输入接收到的电压(例如，由同相输入接收到的电压Vout)时，控制晶体管301和303，使得经由晶体管301被传递到节点309的电流低于由晶体管303从节点309汲取的电流，由此节点309的电位朝向节点305的电位被汲取。相反，当由第一输入接收到的电压低于由第二输入接收到的电压时，控制晶体管301和303，使得经由晶体管301被供应给节点309的电流大于由晶体管303从节点309汲取的电流，由此将节点309的电位拉向节点307的电位。

比较器17还包括增益级，将比较器的输出级301、303的内部节点309耦合到比较器17的输出或输出节点或端子311。增益级包括串联在节点309与输出311之间的多个反相器。在该示例中，比较器输出被配置为传递信号START。

在所示出的示例中，比较器包括从节点309到节点311的四个反相器，分别是I1、I2、I3和I4。反相器I1的输入连接到节点309，其输出连接到反相器I2的输入。反相器I3的输入连接到反相器I2的输出，反相器I3的输出连接到反相器I4的输入。反相器I4的输出连接到比较器的输出311。

因此，反相器I1的输出根据节点309的电位处于高状态或处于低状态，由此信号START分别处于低状态或处于高状态。

采用以上示例，当节点309的电位被拉向节点305的电位并且变得小于反相器I1的切换阈值时，节点309电位的输出切换至高状态，从而导致切换至信号START的低状态。相反，当节点309的电位被拉向节点307的电位并且变得大于反相器I1的切换阈值时，节点309电位的输出切换至低状态，从而导致切换至信号START的高状态。

然而，实际上，比较器17可能会导致转换器1的故障。确实，再次参考图2的定时图，当电压Vout在时间t1处变成等于并然后小于电压Vref时，然后大于反相器I1的切换阈值的节点309的电位减小以变得低于反相器I1的切换阈值。这种情况导致切换至反相器I1的输出的高状态，并且在该切换通过反相器I2、I3和I4传播之后，切换至比较器17的输出信号START的低状态。在比较器17的增益级的反相器的这种切换期间，电流从节点305和307被汲取，并且因此分别从节点5和3被汲取。这种情况特别地导致存在于节点3上的电位GND的不需要的变化，电位GND与电位GND上的寄生电阻链接，或换句话说，与电位GND处的导轨5的寄生电阻链接。电位GND的这种不需要的变化导致电压Vout的不需要的变化。电压Vout的这种不需要的变化，可能导致电压Vout在反相器I1的输出切换至高状态时再次变得大于电压Vref。当由于电压Vout的这种不需要的变化而使得电压Vout再次变得大于电压Vref时，节点309的电位然后被拉向节点307的电位，并且可能再次变得大于反相器I1的切换阈值。如果发生这种情况，则反相器I1的输出切换至低状态，这将导致输出START切换至高状态，这种情况是不希望的。更通常地，比较器17的输出START可能开始振荡，这种情况是不希望的。确实，例如，对信号START的低状态的(多个)第一切换可能太短而无法被电路19检测到，因此这种情况不会触发操作周期。这种情况导致电感15中的电力存储阶段的实现的延迟，且因此导致电压Vout的调节不良。

为了防止信号START的这种振荡，可能设计成用静态迟滞比较器代替比较器17。然而，当使用静态迟滞比较器时，当电压Vout减小并与电压Vref交叉，并且信号START切换至低状态时，为了使信号START切换至高状态，电压Vout应变得大于电压Vref并且加上固定或恒定的迟滞值、或增加该固定或恒定的迟滞值的电压Vref。这种情况引起了一个问题。例如，如果在转换器1的操作周期结束时，电压Vout已从小于Vref的值，增加到Vref与Vref加上迟滞值之间的值，则即使电压Vout大于电压Vref，信号START也不会切换至高状态。因此，从转换器1的操作周期一结束，电路19从信号START的低状态错误地推断出电压Vout仍低于电压Vref，并开始了新的操作周期，然而这是不必要的。

图4部分且示意性地示出了电压比较器400的实施例。比较器400包括与比较器17相同的许多元件，将不再详述这些元件，此处仅强调比较器17与比较器400之间的差异。以下情况在此被视为示例：比较器400被用作关于图1所描述的转换器1的比较器17或(换句话说)比较器400代替了转换器1中的比较器17。

与比较器17相比，比较器400包括(第一)开关401，其具有连接到内部节点309的导电端子。比较器400还包括电容器或电容性元件403和电流源405。开关401、电容器403和电流源405以此顺序串联连接在节点309与节点305之间。换句话说，开关401的另一导电端子耦合(优选地连接)到电容器403的端子或电极，电容器403的另一端子或电极耦合(优选地连接)到电流源405的端子，且电流源405的另一端子耦合(优选地连接)到节点305。

比较器400还包括与电容器403并联连接的(第二)开关407。换句话说，开关407的导电端子连接到电容器403的端子，开关407的另一导电端子连接到电容器403的另一端子。

在电流源405在电位GND处耦合(优选地连接)到节点305的该实施例中，开关401被配置为在节点309的电位变化导致信号START切换至低状态时导通。此外，作为对信号START切换至低状态的响应，开关407被配置为在导通开关401之后关断。与开关401的关断一样，开关407的导通是由于节点309的电位的变化使得信号START切换至低状态(即，在此自电位的变化切换至节点305的电位)所致，在此期间节点309的电位变得低于反相器I1的切换阈值。此外，在此，电流源405被配置为当开关401导通并且开关407关断时从节点309汲取电流。

根据实施例，开关401和407由比较器400的增益级的两个反相器的输出控制。因此，开关401和407的控制相对于关于图3所描述的比较器17，不需要提供附加的控制电路。

根据实施例，开关401和407各自由MOS晶体管(例如NMOS晶体管)实现。

根据实施例，晶体管401由反相器I1的输出控制，即，通过反相器将其输入耦合(优选地连接)到节点309。换句话说，晶体管401的控制端子或栅极耦合(优选地连接)到反相器I1的输出。

作为变型，晶体管401由反相器I3的输出控制。然而，用反相器I1的输出而不是用反相器I3的输出来控制晶体管401的优点在于，在节点309的电位变得低于反相器I1的切换阈值之后，开关401的导通会更早发生。

根据实施例，晶体管407由反相器I4的输出控制，即，通过反相器将其输出耦合(优选地连接)到比较器400的输出311。换句话说，晶体管407的控制端子或栅极耦合(优选地连接)到反相器I4的输出。

作为变型，当晶体管401由反相器I1的输出控制时，晶体管407可以由反相器I2的输出控制。然而，用反相器I4的输出而不是用反相器I2的输出来控制晶体管407的优点在于，开关407的关断仅在信号START的切换之后才发生。

在比较器400中，当开关407导通时，开关401的导通使得能够将节点309的电位拉至节点305的电位，节点305具有耦合到其上的电流源405。换句话说，开关401的导通使得能够相对于反相器I1(并且因此输出311)的切换阈值来确认节点309的状态。在该实施例中，开关401的导通使得能够确认节点309的电位低于反相器I1的切换阈值，或换句话说，使得能够确认节点309的低状态。此外，除了已由晶体管303从节点309汲取的电流之外，电流源405还从节点309汲取电流。实际上，这种情况相当于使电压Vref增加由从源405汲取的电流所定义的迟滞值，使得电压Vout然后应大于电压Vref加迟滞值，以便比较器输出能够切换至高状态。

此外，当开关401导通时，开关407的关断导致定时开始，在该定时结束时，节点309的电位恢复在不存在开关401和407、电容器403和电流源405的情况下其应具有的值，或换句话说，在该定时结束时，电压Vref不再增加迟滞值。这种定时的持续时间至少部分地由电容器403的负载确定，或换句话说，由通过电流源405传递的电流的值和由电容器403的值来确定。

仅在节点309的电位变得低于反相器I1的切换阈值时、与前述定时的结束之间，将电压Vref增加迟滞值的优点在于，实际上，电压Vout持续减小。因此，在定时结束时，当节点309的电位恢复在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的值时，该值低于反相器I1的输出切换至高状态时的值。此外，只要电压Vref增加迟滞值，即使电压Vout以不需要的方式变化，也会导致电压Vout在降回电压Vref以下之前变得大于电压Vref，只要电压Vout未变得大于电压Vref加迟滞值，信号START就保持处于低状态。与电压Vref将永久地增加迟滞值的静态迟滞比较器相比，在切换至信号START的低状态之后，当电压Vref仅增加迟滞值达一定时间段时，比较器400是动态迟滞比较器。

对于给定的应用，确定电流源405的电流的值将在本领域的技术人员的能力范围内，以在将迟滞施加于电压Vref以使得切换至反相器I1的输出的低状态时，避免电压Vout的不需要的变化。确定电流源405的电流的值和电容值以及因此确定定时的持续时间也将在本领域的技术人员的能力范围内，特别地使得当节点309的电位恢复在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的值时，电位309的值与反相器I1的切换阈值相距足够远，以避免电压Vout的不需要的变化以使得切换至反相器I1的输出的低状态。换句话说，确定电流源405的电流的值和电容值将在本领域的技术人员的能力范围内，使得在定时结束时，节点309的电位的值不再处于临界区或临界值范围内，其中电压Vout的不需要的变化可能会导致反相器I1的输出到高状态的不需要的切换。

图5示出了在比较器400代替转换器1(图1)的比较器17的情况下，图示图4的比较器400的操作的非常简化的定时图。更具体地，图5示出了图示电压Vout随时间t变化的定时图A(在图5的顶部处)、图示节点309的电位V309随时间t变化的定时图B(在图5的中间中)，以及图示比较器400的输出信号START随时间t变化的定时图C(在图5的底部处)。

在时间t50处，电压Vout大于电压Vref，节点309的电位V309大于反相器I1的切换阈值Vcom，并且信号START处于高状态。在本示例中，电压Vout已大于电压Vref足够长的时间，以使节点309的电位处于高值或最大值V1，例如，基本上等于节点307的电位。

此外，在时间t50处，开关401和407被分别关断和导通。

在时间t50处和时间t50之后，例如由于负载从转换器1的输出节点2汲取的电流，电压Vout减小。

在下一时间t51处，电压Vout变得等于并且然后小于电压Vref。因此，由晶体管303从节点309汲取的电流变得大于由晶体管301供应给节点309的电流，并且电位V309减小。

在下一时间t52处，电位V309变得等于并且然后小于阈值Vcom。然后，反相器I1的输出(图5中未图示)切换至高状态。这种情况使得开关401导通。实际上，开关401在时间t52之后导通，尽管图5示出了在时间t52处导通。开关401的导通使得电位V309被拉向节点305的电位，或换句话说，电位V309被置于低于阈值Vcom的值V2处。仍换句话说，节点309的电位V309减小到值V2，该值低于在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的值。值V2优选地在电位V309的值的临界范围之外。在图5中，在时间t52与随后的时间t55之间，以虚线示出了在不存在元件401、403、405和407以及不存在电压Vout的不需要的变化的情况下，电位V309应具有的值。

在下一时间t53处，反相器I1的输出的切换已通过反相器链I2、I3和I4一直传播到比较器的输出311，由此信号START切换至低状态。

在时间t52与时间t53之间，在反相器I1至I4的连续切换期间，如果电压Vout的值根据节点5上的电位GND的变化而变化，并且具体地，如果电压Vout变得大于电压Vref，则只要由源极405和晶体管303从节点309汲取的电流保持大于由晶体管301传递到节点309的电流，电位V309就保持基本上等于或甚至等于值V2，并且因此不会再次变得大于阈值Vcom，与在关于图4所描述的比较器17中可能发生的情况相反。换句话说，即使由于电压Vout的不需要的变化，电压Vout变得大于电压Vref，但只要电压Vout保持小于增加动态迟滞值的电压Vref，比较器400的输出就保持处于低状态。对于给定的应用，确定电流源405的大小并因此确定值V2的大小在本领域的技术人员的能力范围内，以防止电压Vout的不需要的变化至多大于电压Vref的值以使得电位V309增加到大于阈值Vcom值的值，或换句话说，以选择动态迟滞值。

在时间t53处，反相器I4的输出切换至低状态导致开关407关断。因此，从时间t53开始，电容器403被电流源405的电流充电。

直到下一时间t54为止，跨电容器403的电压使得源405保持能够传递恒定电流，并且只要由晶体管301传递到节点309的电流保持低于由晶体管303和电流源405从节点309汲取的电流，电位V309就维持在基本上等于或甚至等于值V2的值处。

在时间t54处，跨电容器403的电压达到一个值，使得源405不再能够传递恒定电流，源405例如从时间t54开始传递越来越低的电流。因此，从时间t54开始，电位V309倾向于恢复在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的值。

在下一时间t55处，电位V309恢复在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的值，并且然后变化，就如同元件401、403、405和407不存在一样。具体地，在以下该示例中，电压Vout在时间t51与时间t55之后的时间t58之间保持低于电压Vref，并且在时间t55处电位V309尚未达到低值或最小值V3，电位V309从时间t55减小以在时间t55与时间t58之间的时间t57处达到值V3。

在图5的示例中，在时间t55与时间t57之间的时间t56处，转换器1的电路19作为对信号START的低状态的响应而开始操作周期。因此，从时间t56开始，电压Vout增加。只要电压Vout保持低于电压Vref，电位V309就保持被拉向值V3，或甚至等于值V3。

在图5的示例中，在时间t58处，电压Vout变得等于且然后大于电压Vref。因此，从时间t58开始，由晶体管301传递到节点309的电流变得等于并然后大于由晶体管303从节点309汲取的电流，并且因此节点309的电位增加并被逐渐拉向节点307的电位。

尽管在图5的示例中未示出这种情况，但在时间t58之后的时间处，节点V309的电位变得等于并然后大于阈值Vcom，这种情况按以下顺序导致反相器I1的输出切换至低状态：开关401关断、信号START切换至高状态，并且开关407导通。

本文中已经描述了电压Vout在时间t51与时间t56之间保持低于电压Vref的示例。然而，如已指示的，即使电压Vout的不需要的变化使得电压Vout在时间t52与时间t54之间的时间处变得大于电压Vref，由于电位V309在时间t52与时间t54之间被拉向值V2，这种变化不会使得信号START切换至高态，假如在时间t52与时间t54之间相对于电压Vout可以采用的最大值而待被选择的足够低的值V2，选择值V2在本领域的技术人员的能力范围内。

此外，在未示出的其他示例中，转换器1的电路19在时间t54之前开始操作周期，由此电压Vout再次变得大于时间t54之前的电压Vref。在这种情况下，从时间t54开始，节点309的电位趋向于恢复在不存在元件401、403、405和407的情况下其应具有的、其在时间t55处达到的值，即使然后，该值大于阈值Vcom。在该最后一种情况下，在时间t54与时间t55之间，电位V309与阈值Vcom交叉，由此信号START切换至高状态。因此，与静态迟滞比较器的先前已提及的情况相反，比较器400的信号START更快地切换至高状态。

在上文已经关于图4和5描述了比较器400的实施例，在该实施例中，开关401和407、电容器403和电流源405首先使得能够在电位V309变得小于转换器I1的切换阈值时，确认电位V309的低状态，并且然后使得能够在确定的时间段内维持信号START的低状态。在该实施例中，然后将电流源405耦合(优选地连接)到节点305，以从节点309汲取电流。

在比较器400的替代实施例中，开关401和407、电容器403和电流源405首先使得能够在节点309的电位变得大于转换器I1的切换电位时确认电位V309处于高状态，并且然后使得能够保持信号START的高状态达一时间段，该时间段由电流源405传递的电流的值和电容器403的值确定。当节点309的电位大于反相器I1的切换阈值时，该电位在此被称为处于高状态。在该变化中，然后将电流源405的与电容器403相对的端子耦合(优选地连接)到节点307，以将电流传递到节点309。此外，在该变化中，开关401和407优选地各自由PMOS晶体管实现。在该变化中，开关401被配置为当节点309的电位变得大于阈值Vcom时(例如，当反相器I1的输出切换至低状态时)导通，并且开关407被配置为在开关401的导通之后(例如，当信号START切换至高状态时)关断。换句话说，开关401和407的导通是由于节点309的电位的变化使得信号START从其低状态切换至其高状态(即，在此自节点309的电位的变化切换至节点307的电位)所致，在此期间节点309的电位与反相器I1的切换阈值交叉。

可以组合关于图4和5所描述的比较器400的实施例和上文的替代实施例。然后，比较器400包含：

开关401、电容器403和电流源405，串联连接在节点309与节点305之间；

开关407，与电容器403并联；

附加开关、附加电容器和附加电流源，串联连接在节点309与节点307之间；以及

另一附加开关，与附加电容器并联。基于上文给出的功能指示，该组合的详细实现在本领域的技术人员的能力范围内。

上文已描述了比较器400的增益级包括串联在节点309与节点311之间的四个反相器的实施例和变型。优选地，通过提供偶数和/或大于或等于串联的两个反相器的数目，来修改串联在节点309与节点311之间的反相器的数目，这在本领域的技术人员的能力范围内。

此外，尽管上文已经描述了开关401由比较器400的增益级的反相器的输出控制的实施例和变化，但是可以提供由不属于增益级的附加反相器的输出控制，并且包括耦合(分别连接)到节点309的输入的开关。

尽管已经描述了在以下情况下的转换器1：如果信号START处于低状态则电路19命令操作周期开始，但是(具体地，通过使具有被提供给比较器的相应电压Vref和Vout的比较器的输入反相)使转换器1适应如果信号START处于高状态则电路19命令操作周期开始的情况，这在本领域的技术人员的能力范围内。

此外，尽管在比较器400代替转换器1的比较器17的情况下说明了比较器400的操作和优点，但是比较器400可以设置在其他类型的转换器中，且更具体地设置在其他电子电路中，且在其中可能具有相同的优点。例如，比较器400可以设置在许多系统中，在这些系统中将表示系统的输出量的值的第一电压、与表示系统的输出量的设定值的电压进行比较。

已经描述了各种实施例和变化。本领域的技术人员将理解，这些各种实施例和变型的某些特征可以被组合，并且本领域的技术人员将想到其他变化。

最后，基于上文给出的功能指示，描述的实施例和变型的实际实现在本领域的技术人员的能力范围内。特别地，基于上文给出的功能指示，比较器400的未说明部分的实现将在本领域的技术人员的能力范围内，并且可以设想不同的实现。例如，该未说明部分可以对应于差分对，晶体管301和303中的每一个使得能够复制流经差分对的分支中的一个的电流，或换句话说，流经晶体管301和303中的一个晶体管的电流是流经差分对的分支中的一个的电流图像，在晶体管301和303中的另一个中流动的电流是流经差分对的分支中的另一个的电流图像。

这种更改、修改和改进旨在作为本公开的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。因此，前述描述仅作为示例，而并不旨在进行限制。本发明仅如所附权利要求书和其等同物中所限定地限制。