恒流控制电路及控制方法以及反激电路
阅读说明：本技术 恒流控制电路及控制方法以及反激电路 (Constant current control circuit and control method and flyback circuit ) 是由 俞秀峰 张波 蓝舟 于 2019-10-09 设计创作，主要内容包括：本发明揭示了一种恒流控制电路及控制方法以及反激电路,在系统处于连续模式时,所述恒流控制电路控制原边电感中值电流与副边的第一导通占空比的乘积在设定第一阈值区间；在系统处于断续模式时,所述恒流控制电路控制原边电感峰值电流的一半与副边的第二导通占空比的乘积在所述第一阈值区间。本发明提出的恒流控制电路及控制方法以及反激电路,可以大大提高系统工作于高压输入在DCM模式下的恒流精度,避免因CS电压波形振荡而导致的采样误差,同时也消除了中值采样位置偏差对系统恒流的影响。(The invention discloses a constant current control circuit, a control method and a flyback circuit, wherein when a system is in a continuous mode, the constant current control circuit controls the product of the median current of a primary side inductor and the first conduction duty ratio of a secondary side to be within a set first threshold interval; when the system is in an intermittent mode, the constant current control circuit controls the product of half of the peak current of the primary side inductor and the second conduction duty ratio of the secondary side to be in the first threshold interval. The constant current control circuit, the control method and the flyback circuit provided by the invention can greatly improve the constant current precision of the system working in a DCM mode of high-voltage input, avoid sampling errors caused by CS voltage waveform oscillation, and simultaneously eliminate the influence of the deviation of a median sampling position on the constant current of the system.)
技术领域
本发明属于电路控制技术领域，涉及一种反激电路，尤其涉及一种恒流控制电路及控制方法以及反激电路。
背景技术
图1为典型的反激电路的电路示意图；请参阅图1，要通过原边采样实现副边输出的恒流功能，需要采样原边电流的CS中值，以及副边的电流的导通占空比。
图2a为反激电路工作在断续模式DCM下的关键波形图，图2b为反激电路工作在连续模式CCM下的关键波形图；请参阅图2a、图2b，芯片通过计算在每个开关周期里采样副边电感电流或者原边电感电流的平均值以实现对平均输出电流的控制：
其中：Is(t)为副边电感实时电流、输出二极管实时电流；Ip(t)为原边电感实时电流；N---变压器原边与副边绕组匝比。而副边电感的平均电流在断续模式和连续模式时可以通过统一的形式表达，即副边电感电流放电时间TDIS与在副边电感电流放电时间中间时刻对应的电感电流Imid_S的乘积：
其中：Imid_P为变压器原边中间导通时刻的原边电感电流。
副边电感电流的消磁时间TDIS可以表达为以下形式：
公式3中：TDIS＝TDEM为DCM模式；TDIS＝TOFF为CCM模式
结合公式1至公式3，平均输出电流可以通过以下公式表达：
其中：RCS为原边电流采样电阻；Vmid_P为系统处于连续模式原边开关导通时，RCS采样电阻上的中值电压；DDIS＝TDIS/TS为副边导通占空比。在设定的RCS时，控制Vmid_P与DDIS的乘积为恒定值，可实现系统的恒流输出。
实际应用中，在DCM工作模式通常出现在高压输入的条件下，此时有以下几点会影响上述CS中值电压的采样精度以及消磁时间TDEM的采样精度，从而导致在DCM模式下恒流精度下降：
(1)当高压输入时，CS波形更容易出现振荡，导致中值电压采样偏差较大；
(2)由于高压输入，原边导通时间Ton变短，使中值位置Ton/2的偏差变大；
(3)消磁检测时，由于振荡因素，导致采样得到的比TDEM实际值偏大一些。
有鉴于此，如今迫切需要设计一种反激电路的恒流控制方式，以便克服现有反激电路恒流控制方式存在的上述缺陷。
发明内容
本发明提供一种恒流控制电路及控制方法以及反激电路，可提高恒流输出精度。
为解决上述技术问题，根据本发明的一个方面，采用如下技术方案：
一种恒流控制电路，在系统处于连续模式时，所述恒流控制电路控制原边电感中值电流与副边的第一导通占空比的乘积在设定第一阈值区间；在系统处于断续模式时，所述恒流控制电路控制原边电感峰值电流的一半与副边的第二导通占空比的乘积在所述第一阈值区间。
作为本发明的一种实施方式，所述恒流控制电路包括：
第一放电通路，接收第一消磁时间信号，根据第一消磁时间信号的状态控制第一放电通路的工作状态；
第二放电通路，接收第二消磁时间信号，根据第二消磁时间信号的状态控制第二放电通路的工作状态；和
充电电路，输出端分别耦接所述第一放电通路和第二放电通路，用于对所述第一放电通路和第二放电通路进行充电。
作为本发明的一种实施方式，所述第一放电通路包括第一开关、第一开关管、第一开关管驱动模块、第一电阻；所述第一开关接收第一消磁时间信号，根据第一消磁时间信号控制第一开关的通断；第一开关的第一端耦接充电电路，第一开关的第二端耦接第一开关管的第二端；所述第一开关管驱动模块的第一输入端耦接原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，第一开关管驱动模块的第二输入端耦接第一开关管的第三端、第一电阻的第一端，第一开关管驱动模块的输出端耦接第一开关管的第一端；
所述第二放电通路包括第二开关、第二开关管、第二开关管驱动模块、第二电阻；所述第二开关接收第二消磁时间信号，根据第二消磁时间信号控制第二开关的通断；第二开关的第一端耦接充电电路，第二开关的第二端耦接第二开关管的第二端；所述第二开关管驱动模块的第一输入端耦接原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，第二开关管驱动模块的第二输入端耦接第二开关管的第三端、第二电阻的第一端，第二开关管驱动模块的输出端耦接第二开关管的第一端。
作为本发明的一种实施方式，所述第二电阻的阻值为第一电阻阻值的2倍。
作为本发明的一种实施方式，所述恒流控制电路包括放电通路控制电路，用以控制第一消磁时间信号、第二消磁时间信号的状态；
在所述放电通路控制电路控制第一消磁时间信号为有效时，第一放电通路进行放电过程；
在所述放电通路控制电路控制第二消磁时间信号为有效时，第二放电通路进行放电过程。
作为本发明的一种实施方式，所述放电通路控制电路还用以控制所述第一消磁时间信号和第二消磁时间信号之间的切换选择，并且所述第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的切换选择逻辑互补。
作为本发明的一种实施方式，所述放电通路控制电路包括通路互锁电路，用以当所述第一消磁时间信号或第二消磁时间信号触发时，锁定第一设定时间内所述第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的状态。
作为本发明的一种实施方式，所述第二放电通路开通时，延迟第二设定时间，以抵消去磁检测带来的误差信号。
作为本发明的一种实施方式，所述放电通路控制电路包括第一触发器U1、第二触发器U2、第三触发器U3、第四触发器U4、或门、第一与门、第二与门、第三与门、第四与门、第五与门、第六与门、第一非门、第二非门；
门控输入信号Gate的下降沿分别耦接第一触发器U1的第一输入端、第一非门的输入端、第二触发器U2的第一输入端、第二非门的输入端、第三触发器U3的第一输入端；第二非门的输出端耦接第一与门的第一输入端；第二非门的输出端耦接第二与门的第一输入端；
门控输入信号Gate的上升沿分别耦接第一与门的第二输入端、或门的第一输入端、第三与门的第一输入端；第一与门的输出端耦接第一触发器U1的第二输入端，第二与门的输出端耦接第二触发器U2的第二输入端；
ZCD信号分别耦接第二与门的第二输入端、或门的第二输入端、第四与门的第二输入端；或门的输出端耦接第三触发器U3的第二输入端；
所述第一触发器U1的第一输出端耦接第五与门的第一输入端，所述第二触发器U2的第一输出端耦接第六与门的第一输入端；
所述第三触发器U3的第一输出端分别耦接第三与门的第二输入端、第四与门的第一输入端，第三与门的输出端耦接第四触发器U4的第一输入端，第三与门的输出端耦接第四触发器U4的第二输入端；所述第四触发器U4的第一输出端耦接第五与门的第二输入端，所述第四触发器U4的第二输出端耦接第六与门的第二输入端。
作为本发明的一种实施方式，所述放电通路控制电路还包括缓冲器、第七与门；
所述第六与门的输出端分别耦接缓冲器的输入端、第七与门的第二输入端，缓冲期的输出端耦接第七与门的第一输入端；
第二放电通路开通时，缓冲器延迟设定时间，用以抵消去磁检测带来的误差信号。
作为本发明的一种实施方式，第二放电通路开通时，缓冲器延迟一个脉冲周期Td，用以抵消去磁检测带来的误差信号。
作为本发明的一种实施方式，所述第四触发器U4为第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号的选择触发器，当第四触发器U4输出高电平时，选择第一消磁时间TOFF信号，当第四触发器U4输出低电平时，选择第二消磁时间TDEM信号；
所述第三触发器U3为本周期信号锁存信号，当门控输入信号Gate下降沿时U3输出高电平，当第一消磁时间TOFF或第二消磁时间TDEM信号触发时，第三触发器U3输出低电平，锁定本周期触发逻辑电平，即本周期内第四触发器U4不再动作；
所述第一触发器U1的一输出端输出第一消磁时间TOFF信号，第二触发器U2的一输出端输出第二消磁时间TDEM信号。
作为本发明的一种实施方式，在系统处于连续模式CCM时，控制原边开关导通时原边电感中值电流与第一消磁时间TOFF的乘积为第一恒定值；
在系统处于断续模式DCM时，控制原边开关导通时采样电阻峰值电压的一半与第二消磁时间TDEM的乘积为第二恒定值。
作为本发明的一种实施方式，当系统稳定时，满足其中，Vmid_P为系统处于连续模式时原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，Vdcm_pk_P为系统处于断续模式时原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，DOFF为系统处于连续模式时副边的第一导通占空比，DDEM为系统处于断续模式时副边的第二导通占空比；
当系统处于过渡过程中时，第一消磁时间TOFF和第二消磁时间TDEM对应的两个放电通路开通逻辑互补。
根据本发明的另一个方面，采用如下技术方案：一种反激电路，包括上述的恒流控制电路。
根据本发明的又一个方面，采用如下技术方案：一种恒流控制方法，所述恒流控制方法包括：
在系统处于连续模式时，控制原边电感中值电流与副边的第一导通占空比的乘积在设定第一阈值区间；
在系统处于断续模式时，控制原边电感峰值电流的一半与副边的第二导通占空比的乘积在所述第一阈值区间。
作为本发明的一种实施方式，当系统稳定时，满足其中，Vmid_P为系统处于连续模式时原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，Vdcm_pk_P为系统处于断续模式时原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，DOFF为系统处于连续模式时副边的第一导通占空比，DDEM为系统处于断续模式时副边的第二导通占空比；
当系统处于过渡过程中时，第一消磁时间和第二消磁时间对应的两个放电通路开通逻辑互补。
作为本发明的一种实施方式，所述恒流控制方法包括：控制第一消磁时间信号、第二消磁时间信号的状态；
在所述放电通路控制电路控制第一消磁时间信号为有效时，第一放电通路进行放电过程；
在所述放电通路控制电路控制第二消磁时间信号为有效时，第二放电通路进行放电过程。
作为本发明的一种实施方式，所述恒流控制方法包括：控制所述第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号之间的切换选择，并且所述第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的切换选择逻辑互补。
作为本发明的一种实施方式，所述恒流控制方法包括：控制所述第二放电通路开通时，延迟第二设定时间，以抵消去磁检测带来的误差信号。
本发明的有益效果在于：本发明提出的恒流控制电路及控制方法以及反激电路，可以大大提高系统工作于高压输入在DCM模式下的恒流精度，避免因CS电压波形振荡而导致的采样误差，同时也消除了中值采样位置偏差对系统恒流的影响。同时，本发明也可以专门在DCM放电通路中加固定的延迟以抵消因消磁检测而带来的TDEM偏大的误差；从而极大地提高系统恒流的精度，尤其是当系统在不同输入电压下，高压输入工作于DCM，低压输入工作于CCM模式时的系统恒流特性。
附图说明
图1为典型的反激电路的电路示意图。
图2a为反激电路工作在断续模式DCM下的关键波形图。
图2b为反激电路工作在连续模式CCM下的关键波形图。
图3a为本发明一实施例中恒流控制方法在断续模式DCM下的拓扑波形图。
图3b为本发明一实施例中恒流控制方法在连续模式CCM下的拓扑波形图。
图4a为现有技术中一恒流控制电路的电路示意图。
图4b为本发明一实施例中恒流控制电路的电路示意图。
图5为本发明一实施例中放电通路控制电路的电路示意图。
图6为本发明一实施例中放电通路控制电路的电路示意图。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。
为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。
说明书中的“耦接”或连接既包含直接连接，也包含间接连接，如通过一些有源器件、无源器件或电传导媒介进行的连接；还可包括本领域技术人员公知的在可实现相同或相似功能目的的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、跟随电路等电路或部件的连接。
说明书中的“第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号的切换选择逻辑互补”指在符合第一条件的情况下，选择第一消磁时间TOFF信号有效；在符合第二条件的情况下，选择第二消磁时间TDEM信号有效。第一条件与第二条件为逻辑相反。如，第一条件为某信号为高电平，第二条件则为某信号为低电平。示例性的，当恒流控制电路选择第一消磁时间TOFF信号时，第一消磁时间TOFF信号有效，当前周期内的TOFF时间内，导通第一开关；而第二消磁时间TDEM信号无效，持续关闭第二开关。同样的，当恒流控制电路选择第二消磁时间TDEM信号时，第二消磁时间TDEM信号有效，当前周期内的TDEM时间内，导通第二开关；而第一消磁时间TOFF信号无效，持续关闭第一开关。
本发明揭示一种恒流控制电路，在系统处于连续模式CCM时，所述恒流控制电路控制原边电感中值电流与副边的第一导通占空比的乘积在设定第一阈值区间；在系统处于断续模式DCM时，所述恒流控制电路控制原边电感峰值电流的一半与副边的第二导通占空比的乘积在所述第一阈值区间。
在本发明的一实施例中，在系统处于连续模式CCM时，控制原边开关导通时原边电感中值电流与第一消磁时间TOFF的乘积为第一恒定值；在系统处于断续模式DCM时，控制原边开关导通时采样电阻峰值电压的一半与第二消磁时间TDEM的乘积为第二恒定值。第一恒定值等于或约等于第二恒定值。
在本发明的一实施例中，当系统稳定时，满足其中，Vmid_P为系统处于连续模式时原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，Vdcm_pk_P为系统处于断续模式时原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，DOFF为系统处于连续模式时副边的第一导通占空比，DDEM为系统处于断续模式时副边的第二导通占空比；当系统处于过渡过程中时，第一消磁时间TOFF和第二消磁时间TDEM对应的两个放电通路开通逻辑互补。
在本发明的一实施例中，所述恒流控制电路包括：第一放电通路、第二放电通路和充电电路。第一放电通路接收第一消磁时间TOFF信号，根据第一消磁时间TOFF信号控制第一放电通路的工作状态；第二放电通路接收第二消磁时间TDEM信号，根据第二消磁时间TDEM信号控制第二放电通路的工作状态。示例性的，当第一放电通路接收到第一消磁时间TOFF信号，则根据第一消磁时间TOFF信号控制以使第一放电通路在TOFF时间内导通，充电电路对第一放电通路进行充电。当第二放电通路接收到第二消磁时间TDEM信号，则根据第二消磁时间TDEM信号控制以使第二放电通路在TDEM时间内导通，充电电路对第二放电通路进行充电。
充电电路的输出端分别耦接第一放电通路和第二放电通路，充电电路用于对第一放电通路和第二放电通路进行充电。示例性的，在连续模式下，充电电路的充电电荷与第一放电通路的放电电荷保持平衡；在断续模式下，充电电路的充电电荷与第二放电通路的放电电荷保持平衡。基于充放电平衡，控制以实现连续模式时原边电感中值电流与副边的第一导通占空比的乘积在设定第一阈值区间；控制以实现断续模式时原边电感峰值电流的一半与副边的第二导通占空比的乘积在所述第一阈值区间，从而实现连续模式和断续模式两种模式下的恒流控制。
在本发明的一实施例中，所述恒流控制电路包括放电通路控制电路，用以控制第一消磁时间TOFF信号、第二消磁时间TDEM信号的状态；在所述放电通路控制电路控制第一消磁时间TOFF信号为有效时，第一放电通路进行放电过程；在所述放电通路控制电路控制第二消磁时间TDEM信号为有效时，第二放电通路进行放电过程。
在本发明的一实施例中，所述放电通路控制电路还用以控制所述第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号之间的切换选择，并且所述第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号的切换选择逻辑互补。在本发明的一实施例中，所述放电通路控制电路包括通路互锁电路，通路互锁电路用以当所述第一消磁时间信号或第二消磁时间信号触发时，锁定第一设定时间内所述第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的状态。在本发明的一实施例中，第一设定时间为当前开关周期的时间长度，开关周期为原边主开关管的开关周期。示例性的，当第一消磁时间信号处于触发状态时，当前开关周期内保持第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的触发逻辑电平，即当前开关周期内第一消磁时间信号和第二消磁时间信号是否触发的状态不发生变化。以避免在某一周期内，因电路信号变化而频繁改变第一消磁时间信号和第二消磁时间信号的触发逻辑电平。在本发明的一实施例中，所述第二放电通路开通时，延迟第二设定时间，以抵消去磁检测带来的误差信号。
在本发明的一实施例中，第一放电通路包括第一开关、第一开关管、第一开关管驱动模块、第一电阻；第一开关接收第一消磁时间TOFF信号，根据第一消磁时间TOFF信号控制第一开关的通断；第一开关的第一端耦接充电电路，第一开关的第二端耦接第一开关管的第二端；第一开关管驱动模块的第一输入端耦接原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，第一开关管驱动模块的第二输入端耦接第一开关管的第三端、第一电阻的第一端，第一开关管驱动模块的输出端耦接第一开关管的第一端。第一开关管驱动模块根据采样电阻中值电压与第一实时采样电压的大小关系，控制第一开关管的导通状态。其中，原边电感中值电流Imid_P对应的采样电阻中值电压Vmid_P中的对应关系可以是Vmid_P＝Imid_P*Rcs，Rcs为采样电阻的阻值。
第二放电通路包括第二开关、第二开关管、第二开关管驱动模块、第二电阻；第二开关接收第二消磁时间TDEM信号，根据第二消磁时间TDEM信号控制第二开关的通断；第二开关的第一端耦接充电电路，第二开关的第二端耦接第二开关管的第二端；第二开关管驱动模块的第一输入端耦接原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，第二开关管驱动模块的第二输入端耦接第二开关管的第三端、第二电阻的第一端，第二开关管驱动模块的输出端耦接第二开关管的第一端。第二开关管驱动模块根据采样电阻峰值电压与第二实时采样电压的大小关系，控制第二开关管的导通状态。其中，原边电感峰值电流Idcm_pk_P对应的采样电阻峰值电压Vdcm_pk_P中的对应关系可以是Vdcm_pk_P＝Idcm_pk_P*Rcs，Rcs为采样电阻的阻值。示例性的，充电电路包括电流源。
图4b为本发明一实施例中恒流控制电路的电路示意图；请参阅图4b，在本发明的一实施例中，所述第一放电通路10包括第一开关K1、第一开关管Q1、第一比较器Comp1、第一电阻；所述第一开关K1接收第一消磁时间TOFF信号，根据第一消磁时间TOFF信号控制第一开关K1的通断；第一开关K1的第一端耦接电流源，第一开关K1的第二端耦接第一开关管Q1的第二端；第一比较器Comp1的正相输入端耦接原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，第一比较器Comp1的反相输入端耦接第一开关管Q1的第三端、第一电阻的第一端，第一比较器Comp1的输出端耦接第一开关管Q1的第一端。
所述第二放电通路20包括第二开关K2、第二开关管Q2、第二比较器Comp2、第二电阻；所述第二开关K2接收第二消磁时间TDEM信号，根据第二消磁时间TDEM信号控制第二开关K2的通断；第二开关K2的第一端耦接电流源，第二开关K2的第二端耦接第二开关管Q2的第二端；第二比较器Comp2的正相输入端耦接原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，第二比较器Comp2的反相输入端耦接第二开关管Q2的第三端、第二电阻的第一端，第二比较器Comp2的输出端耦接第二开关管Q2的第一端。
在本发明的一实施例中，电流源可设置于如图1所述的芯片内部。第一消磁时间TOFF和第二消磁时间TDEM分别是通过消磁检测电路获得的消磁时间信号；其中，第一消磁时间TOFF对应于CCM模式，第二消磁时间TDEM对应于DCM模式。第一比较器Comp1的正相输入端耦接原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压Vmid_P，第二比较器Comp2的正相输入端耦接原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压Vdcm_pk_P。第一比较器Comp1的正相输入端和第二比较器Comp2的正相输入端分别耦接如图1所示的采样电阻Rcs，在CCM模式下，通过采样电阻Rcs获得Vmid_P；在DCM模式下，通过采样电阻Rcs获得Vdcm_pk_P。通过SEL端口的SEL电压控制原边主开关管的导通峰值电流，从而控制输出电流大小，以实现输出恒流控制。原边主开关管用于控制原边电路的导通状态。示例性的，当流过主开关管的导通电流达到导通峰值电流，则控制主开关管关断，而导通峰值电流的大小由SEL电压决定。
如图4b所示，在本发明的一实施例中，所述第二电阻的阻值(2R)为第一电阻阻值(R)的2倍。
在本发明的一实施例中，所述恒流控制电路包括放电通路控制电路，用以控制第一消磁时间TOFF信号、第二消磁时间TDEM信号逻辑互补。
图5为本发明一实施例中放电通路控制电路的电路示意图；请参阅图5，在本发明的一实施例中，所述放电通路控制电路包括第一触发器U1、第二触发器U2、第三触发器U3、第四触发器U4、或门52、第一与门501、第二与门502、第三与门503、第四与门504、第五与门505、第六与门506、第一非门511、第二非门512。
门控输入信号Gate的下降沿分别耦接第一触发器U1的第一输入端、第一非门511的输入端、第二触发器U2的第一输入端、第二非门512的输入端、第三触发器U3的第一输入端；第二非门512的输出端耦接第一与门501的第一输入端；第二非门512的输出端耦接第二与门502的第一输入端。
门控输入信号Gate的上升沿分别耦接第一与门501的第二输入端、或门52的第一输入端、第三与门503的第一输入端；第一与门501的输出端耦接第一触发器U1的第二输入端，第二与门502的输出端耦接第二触发器U2的第二输入端。
ZCD信号分别耦接第二与门502的第二输入端、或门52的第二输入端、第四与门504的第二输入端；或门52的输出端耦接第三触发器U3的第二输入端。其中，ZCD信号是过零检测信号，用于检测DCM时副边占空比信号。
所述第一触发器U1的第一输出端耦接第五与门505的第一输入端，所述第二触发器U2的第一输出端耦接第六与门506的第一输入端。
所述第三触发器U3的第一输出端分别耦接第三与门503的第二输入端、第四与门504的第一输入端，第三与门503的输出端耦接第四触发器U4的第一输入端，第三与门503的输出端耦接第四触发器U4的第二输入端；所述第四触发器U4的第一输出端耦接第五与门505的第二输入端，所述第四触发器U4的第二输出端耦接第六与门506的第二输入端。
图6为本发明一实施例中放电通路控制电路的电路示意图；请参阅图6，在本发明的一实施例中，与图5中的放电通路控制电路相比，所述放电通路控制电路还包括缓冲器53、第七与门507。所述第六与门506的输出端分别耦接缓冲器53的输入端、第七与门507的第二输入端，缓冲期53的输出端耦接第七与门507的第一输入端。
在本发明的一实施例中，第二放电通路开通时，缓冲器53延迟设定时间，用以抵消去磁检测带来的误差信号。在本发明的一实施例中，第二放电通路开通时，缓冲器延迟一个脉冲周期Td，用以抵消去磁检测带来的误差信号。
在本发明的一实施例中，所述第四触发器U4为第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号的选择触发器，当第四触发器U4输出高电平时，选择第一消磁时间TOFF信号，当第四触发器U4输出低电平时，选择第二消磁时间TDEM信号。
所述第三触发器U3为本周期信号锁存信号，当门控输入信号Gate下降沿时U3输出高电平，当第一消磁时间TOFF或第二消磁时间TDEM信号触发时，第三触发器U3输出低电平，锁定本周期触发逻辑电平，即本周期内第四触发器U4不再动作。所述第一触发器U1的一输出端输出第一消磁时间TOFF信号，第二触发器U2的一输出端输出第二消磁时间TDEM信号。
本发明还揭示了一种恒流控制方法，所述恒流控制方法包括：在系统处于连续模式CCM时，控制原边电感中值电流与第一消磁时间TOFF的乘积在设定第一阈值区间；在系统处于断续模式DCM时，控制原边电感峰值电流的一半与第二消磁时间TDEM的乘积在所述第一阈值区间。
在本发明的一实施例中，在系统处于连续模式CCM时，控制原边开关导通时原边电感中值电流与第一消磁时间TOFF的乘积为第一恒定值；在系统处于断续模式DCM时，控制原边开关导通时采样电阻峰值电压的一半与第二消磁时间TDEM的乘积为第二恒定值。
在本发明的一实施例中，所述第一恒定值与第二恒定值相等。在本发明的另一实施例中，第一恒定值约等于第二恒定值。
在本发明的一实施例中，当系统稳定时，满足其中，Vmid_P为系统处于连续模式时原边电感中值电流对应的采样电阻中值电压，Vdcm_pk_P为系统处于断续模式时原边电感峰值电流对应的采样电阻峰值电压，DOFF为系统处于连续模式时副边的第一导通占空比，DDEM为系统处于断续模式时副边的第二导通占空比；当系统处于过渡过程中时，第一消磁时间TOFF和第二消磁时间TDEM对应的两个放电通路开通逻辑互补。
在本发明的一实施例中，所述恒流控制方法包括：控制第一消磁时间TOFF信号、第二消磁时间TDEM信号的状态；在所述放电通路控制电路控制第一消磁时间TOFF信号为有效时，第一放电通路进行放电过程；在所述放电通路控制电路控制第二消磁时间TDEM信号为有效时，第二放电通路进行放电过程。
在本发明的一实施例中，所述恒流控制方法包括：控制所述第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号之间的切换选择，并且所述第一消磁时间TOFF信号和第二消磁时间TDEM信号的切换选择逻辑互补。在本发明的一实施例中，所述恒流控制方法包括：控制第一消磁时间TOFF信号、第二消磁时间TDEM信号的状态在第一设定时间内被锁定，不发生变化。在本发明的一实施例中，所述恒流控制方法包括：控制所述第二放电通路开通时，延迟第二设定时间，以抵消去磁检测带来的误差信号。
在本发明的一实施例中，本发明恒流控制方式的原理如下：
本发明实现恒流方案综合DCM和CCM算法，来实现输出电流的恒流控制。图3a为本发明一实施例中恒流控制方法在断续模式DCM下的拓扑波形图，图3b为本发明一实施例中恒流控制方法在连续模式CCM下的拓扑波形图；请参阅图3a、图3b，在本发明的一实施例中，当系统工作于DCM时，由于Imid_P的采样误差较大，为提高恒流精度用峰值Idcm_pk_P代替Imid_P，实现恒流算法,且有
结合公式1～公式5，平均输出电流可以通过以下公式表达：
即系统处于CCM模式时，控制Vmid_P与DOFF的乘积为恒定值；而系统处于DCM模式时，控制Vdcm_pk_P与DDEM的乘积为恒定值，且满足条件：
在本发明的一实施例中，以固定开关频率系统为例对本发明恒流控制做介绍。图4a为现有技术中一恒流控制电路的电路示意图，请参阅图4a，该恒流控制电路以SEL电压控制输出电流峰值，当系统稳定时满足：Vmid_P×DDIS＝I0×R。其中，I0为电流源输出的电流大小。
图4b为本发明一实施例中恒流控制电路的电路示意图；请参阅图4b，在本发明的一实施例中，当系统稳定时满足：即遵循电荷守恒，比如DCM模式下，一个周期内的充电电荷为I0*Ts，其放电电荷为Vdcm_pk_P/2R*Tdem，充电电荷等于放电电荷。而由此可知当系统稳定时，图4b所示的恒流控制电路满足同理，CCM模式下在满足相应上述公式时，其系统处于稳定状态。当系统处于过渡过程中时，TOFF和TDEM两个放电通路开通逻辑互补。
图5为本发明一实施例中放电通路控制电路的电路示意图；请参阅图5，第四触发器U4为TOFF和TDEM信号选择触发器，当第四触发器U4输出高电平时，选择TOFF信号，当第四触发器U4输出低电平时，选择TDEM信号。第三触发器U3为本周期信号锁存信号，当Gate下降沿时第三触发器U3输出高电平，当TOFF或TDEM信号触发时，第三触发器U3输出低电平，锁定本周期触发逻辑电平，即本周期内第四触发器U4不再动作。第一触发器U1为TOFF信号，第二触发器U2为TDEM信号；此外TDEM通路开通时延迟一个Td时间，用以抵消去磁检测带来的误差信号。
本发明还揭示一种反激电路，所述反激电路包括上述的恒流控制电路。
综上所述，本发明提出的恒流控制电路及控制方法以及反激电路，可以大大提高系统工作于高压输入在DCM模式下的恒流精度，避免因CS电压波形振荡而导致的采样误差，同时也消除了中值采样位置偏差对系统恒流的影响。同时，本发明也可以专门在DCM放电通路中加固定的延迟以抵消因消磁检测而带来的TDEM偏大的误差；从而极大地提高系统恒流的精度，尤其是当系统在不同输入电压下，高压输入工作于DCM，低压输入工作于CCM模式时的系统恒流特性。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。