具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。下面结合附图进一步说明；

图1至图7中，提供了一种退磁迭代控制的隔离型功率转换方法，包括的步骤为：

步骤一，功率转换电路的高频变压器电路中包括高频变压器102，上电初始，所述高频变压器102的副边控制电路120维持关断状态，所述高频变压器102的原边控制电路110中包括振荡器模块112、二选一选择器111、自适应导通时间控制电路115，所述原边控制电路110中的振荡器模块112通过二选一选择器111‘0’输入端触发自适应导通时间控制电路115，所述自适应导通时间控制电路115控制与之电连接的功率开关管电路中的原边功率管103导通，使高频变压器102进入励磁阶段，所述高频变压器102经副边控制电路120中的供电单元126对电连接在其副边的充电电容电路中的副边供电电容106进行励磁阶段的充电；

步骤二，当自适应导通时间控制电路115控制所述功率开关管电路中的原边功率管103关断，高频变压器102进入退磁阶段，所述高频变压器102对电连接在其副边的充电电容电路中的输出电容105进行退磁阶段的充电，此时，所述副边控制电路120仍维持与所述高频变压器102的副边电连接的副边同步整流管104的关断，避免高频变压器102的原边、副边同开；

步骤三，在所述振荡器模块112和所述自适应导通时间控制电路115控制下，经历连续数个励磁阶段后，当所述副边供电电容106充电电压达到设定门限值后，副边控制电路120利用内部设有的控制信号调制电路121通过高压电容隔离电路130向原边控制电路110发送脉冲通信信号，以期与原边控制电路110在退磁阶段建立通信握手，仅当握手成功后，原边控制电路110中的所述二选一选择器111始终选择‘1’输入端获取的解调后的通信信号用来触发所述自适应导通时间控制电路115；由此，所述副边同步整流管104以及由所述自适应导通时间控制电路115控制的所述原边功率管103的导通和关断都仅受所述副边控制电路120控制；如果原边控制电路110始终没有接收到副边控制电路120的通信握手信号，所述原边控制电路110利用振荡器模块112控制原边功率管103数十个开关周期后，由所述振荡器模块112中设有的起微控制器功能的逻辑电路控制振荡器模块112停止输出信号，至使所述原边控制电路110自动关断，并重复步骤一进行系统重启；

步骤四，将高频变压器102的副边的输出反馈电路107的反馈电压值与纹波注入模块125的输出信号求和，得到的求和电压值与副边控制电路120中的基准电压电路的基准电压值进行大小比较，当满足求和电压值小于基准电压电路的基准电压值，且本周期退磁时间大于等于上一个周期退磁时间减去迭代误差量即Tdemⁿ≥Tdem^n-1-ΔTdem；

式中：Tdemⁿ第n次开关的退磁时间；单位：微秒；

Tdem^n-1第n-1次开关的退磁时间；单位：微秒；

ΔTdem迭代误差量；单位：纳秒；

两个条件时，所述副边控制电路120中的退磁时间迭代控制单元124先通过位于副边控制电路120中的副边关断/导通单元123将副边同步整流管104关断，再延迟几个纳秒后，经过副边控制电路120中的控制信号调制电路121向原边控制电路110发送TX导通信号，该信号经高压电容隔离电路130耦合、原边控制电路110中的控制信号解调电路114解调产生RX信号，而后，RX信号被输入到位于原边控制电路110中的自适应导通时间控制电路115，由其控制原边功率管103导通，进而高频变压器102获得励磁存储能量，同时自适应导通时间控制电路115根据所述高频变压器102的原边母线电压VIN参数计算出原边功率管103导通时间，并在完成该时间后自动关断原边功率管103，使高频变压器102进入退磁阶段向副边输出能量，所述副边控制电路120通过内部包括的副边关断/导通单元123将副边同步整流管104导通；保障高频变压器102的副边的负载端获得能量供给；

步骤五，实时检测所述高频变压器102的副边的负载端的输出反馈电路107的反馈电压，重复步骤四，实现所述高频变压器102的原边向所述高频变压器102的副边进行功率转换后的能量传递。

所述自适应导通时间控制电路115包括与原边母线电压VIN电连接的分压电路501，与所述分压电路501电连接的第一电压控制电流源电路502，所述第一电压控制电流源电路502产生与原边母线电压VIN大小呈正比的偏置电流，所述第一电压控制电流源电路502分别与第一电容506一端、第一开关505的一端、第二比较器508的正向输入端电连接，所述第一开关505受控于第一单次触发电路503，所述第一单次触发电路503与原边控制电路110中的所述二选一选择器111的触发输出端电连接，所述第二比较器的负向输入端与第一基准电压源507的正极电连接，所述第一电容506的另一端、第一开关505的另一端、第一基准电压源507的负极与原边母线电压VIN的负极共地，所述第二比较器508的输出端与反相器509的输入端电连接，所述反相器509的输出端与所述原边功率管103的触发端电连接。

所述步骤四中的自适应导通时间控制电路115根据原边母线电压VIN参数计算出的所述原边功率管103导通时间Ton为：

Ton＝C*V/(1/k*G*VIN)，

这里VIN是位于高频变压器原边输入电压母线101的原边母线电压，

C是所述第一电容506的容值，

V是所述第一基准电压源507的电压值，

1/k是所述分压电路501的分压系数，

G是所述第一电压控制电流源电路502的跨导值。

一种退磁迭代控制的隔离型功率转换方法的功率转换电路，包括：

高频变压器电路，用于功率转换中的电压变换传输，所述高频变压器电路中包括高频变压器102，所述高频变压器102的原边与所述功率开关管电路中包括的原边功率管103电连接，所述高频变压器102的副边通过所述副边同步整流管104分别与充电电容电路和输出反馈电路107电连接，所述充电电容电路包括一端电连接在高频变压器102励磁阶段副边正输出端，另一端电连接在退磁阶段副边负载输出端负极上的副边供电电容106，还包括跨接在副边负载输出端上的输出电容105，所述输出反馈电路107包括跨接在副边负载输出端的串联RFB1和RFB2分压电阻；所述高频变压器102的原边和副边分别与功率转换集成控制芯片电连接。

所述功率转换集成控制芯片内部包括原边控制电路110、高压电容隔离电路130、副边控制电路120，所述原边控制电路110与所述功率开关管电路电连接；所述副边控制电路120分别与所述副边同步整流管104、所述输出反馈电路107、所述高频变压器102的励磁阶段的副边正输出端电连接；所述副边控制电路120通过高压电容隔离电路130与原边控制电路110之间进行通信。

所述原边控制电路110的内部包括设有的：

振荡器模块112，用于提供原边控制电路110中的工作脉冲振荡信号；

二选一选择器111，用于接收所述振荡器模块112输出的工作脉冲振荡信号和接收所述高压电容隔离电路130传输的通信信号；

D触发器113，用于接收所述高压电容隔离电路130传输的通信信号，并将触发结果由输出端输出给所述二选一选择器111的控制端；

自适应导通时间控制电路，用于接收所述二选一选择器的输出端的输出信号，并结合所述高频变压器的原边母线电压VIN的大小，控制所述功率开关管电路中的原边功率管的导通和关断时间；

所述振荡器模块112与所述二选一选择器111‘0’输入端电连接，所述二选一选择器111‘1’输入端与控制信号解调电路121的输出端电连接，所述D触发器113的Q输出端与所述二选一选择器111的控制端电连接，所述D触发器113的D输入端与高电平电连接，所述D触发器113的时序CLK输入端通过所述控制信号解调电路121与所述高压电容隔离电路130电连接；所述二选一选择器111的输出端与原边控制电路110的内部包括的所述自适应导通时间控制电路115电连接。

所述副边控制电路120的内部包括设有的：

供电单元126，通过与所述高频变压器102的励磁阶段副边正输出端电连接获得电能，实现为所述充电电容电路中的副边供电电容106充电；

纹波注入模块125，用于提供与所述输出反馈电路107的反馈电压值之间求和所需的纹波信号；

加法器128，用于实现纹波信号与所述输出反馈电路107的反馈电压值之间求和；

退磁时间迭代控制单元124，用于实现所述副边控制电路120通过高压电容隔离电路130与原边控制电路110之间的通信握手控制和退磁时间迭代控制；

副边关断/导通单元123，用于控制所述副边同步整流管104和所述退磁时间迭代控制单元124的关断/导通；

基准电压电路129，提供与所述纹波信号与所述输出反馈电路107的反馈电压值之间求和结果相比较的基准电压值；

第一比较器127，用于将所述纹波信号与所述输出反馈电路107的反馈电压值之间的求和结果与所述基准电压电路129的基准电压值进行大小比较；

控制信号调制电路121，用于将退磁时间迭代控制单元124输出的通信握手信号进行调制。

所述退磁时间迭代控制单元124包括，控制端与所述副边关断/导通单元123输出端电连接的第二开关以及控制端通过脉冲触发电路与所述副边关断/导通单元123输出端电连接的第三开关，所述第二开关的第一基极与第二电压控制电流源电路电连接，所述第二开关的第二基极与所述第三开关的第一基极以及第三比较器TB的正输入端电连接，所述第三开关的第二基极与所述高频变压器的退磁阶段的副边负极共地，所述第二开关的第二基极还与第四开关的第一基极以及第二电容的一端电连接，第四开关的第二基极与第三电容的一端电连接，所述第四开关的第二基极还分别与正向迭代误差量电压源负极和负向迭代误差量电压源的正极电连接，所述正向迭代误差量电压源正极通过第五开关以及所述负向迭代误差量电压源负极通过第六开关均与第三比较器TB的负输入端电连接，所述第三比较器TB的输出端与第二D触发器的D输入端电连接，所述第二D触发器的Q输出端与所述第五开关的控制端电连接，所述第二D触发器的Q非输出端与所述第六开关的控制端电连接，所述第四开关的控制端以及所述第二D触发器的CP输入端均与所述第一比较器127的ONTRIG输出端电连接，所述第三比较器TB的输出端还与控制信号调制电路121电连接。

所述纹波注入模块125包括控制端通过第二单次触发电路与所述第一比较器127的ONTRIG输出端电连接的第七开关，所述第七开关的第一基极与第二基准电压源的一端电连接，所述第七开关的第二基极与第四电容的一端、第一电阻的一端电连接，所述第七开关的第二基极还与所述加法器128电连接，所述第二基准电压源、第四电容、第一电阻的另一端与所述高频变压器102的退磁阶段的副边负极共地。

图1为本发明的电源变换系统控制电路框图。包括高频变压器102 T1，原边功率管103 NP，副边同步整流管104 NS，副边供电电容106 CSS，输出电容105 COUT，输出反馈电路107中的输出分压电阻RFB1、RFB2，原边控制电路110，副边控制电路120，高压电容隔离电路130。

其中原边控制电路110包括：二选一选择器111，振荡器模块112，D触发器113，控制信号解调电路114，自适应导通时间控制电路115。

其中副边控制电路120包括：控制信号调制电路121，高电平节点122，副边关断/导通单元123，退磁时间迭代控制电路124，纹波注入模块125，供电单元126，第一比较器127，加法器电路128，基准电压电路129。

这里原边控制电路110，副边控制电路120和高压电容隔离电路130可以集成在一个芯片中。

这里，高压电容隔离电路130包括高压隔离电容，或者高频隔离线圈等信号隔离电路。用于在所述原边控制电路和所述副边控制电路之间实现电气隔离，同时在所述原边控制电路和所述副边控制电路之间实现通信链路。

系统上电前，副边供电电容106 CSS电压为零，输出电容105 COUT电压为零，原边控制电路110、副边控制电路120均维持关断状态。

系统上电初始，D触发器113的输出端Q初始值为低电平，标准逻辑单元二选一选择器111的‘0’输入端信号被选通。振荡器模块112的初始输出为低电平，自适应导通时间控制电路115的输出端ONP初始值为低电平，原边功率管103 NP维持关断状态。此后，原边控制电路110里的振荡器模块112开始工作，其输出的脉冲信号通过二选一选择器111后，触发自适应导通时间控制电路115输出正电平脉冲信号ONP，ONP的正电平脉冲宽度与原边母线电压VIN的大小呈反比。在ONP信号为正电平脉冲阶段，原边功率管103 NP导通，与输入电压母线101、高频变压器102 T1进入励磁过程。

在励磁过程中，高频变压器102 T1的同名端为低电平，异名端为高电平，高电平节点122与之对应。即副边同步整流管104 NS的漏端信号VD为高电平，该高电平通过供电单元126对副边供电电容CSS进行充电。这里的供电单元126是一个单向直流电流源，当高电平节点122 VD电压大于副边供电电容106 CSS上的电压时，供电单元126对副边供电电容106CSS进行充电，当VD电压小于副边供电电容106 CSS上的电压时，供电单元126对副边供电电容106 CSS充电路径断开，既不充电也不放电。

当ONP信号正电平脉冲结束变成低电平时，所述原边功率管103 NP关断，高频变压器102 T1的同名端变高电平，相对于同名端，异名端为低电平，高频变压器102进入退磁阶段，高频变压器102中的能量通过副边同步整流管104 NS的体二极管对输出电容COUT进行充电，输出电压上升。此时保持副边同步整流管104 NS关断，避免高频变压器102的原边、副边同开。

振荡器模块112的输出频率可以设置略大于20KHz，避开音频范围。

在控制信号解调电路114接收信号之前，整个转换电路系统的开关由振荡器模块112控制。

在一个开关周期内，只有在高频变压器102 T1励磁时才能对副边供电电容106CSS进行充电，充电电荷的多少与供电单元126电流源的大小以及高频变压器102 T1励磁时间长短相关。

连续数个开关周期后，副边供电电容106 CSS电压逐渐抬高，当副边供电电容106CSS电压达到设定门限值后，副边准备发送握手信号，经控制信号调制电路121，高压电容隔离电路130，控制信号解调电路114后，与原边建立通信。

通信握手过程发生在高频变压器102退磁阶段。

进入通信握手过程中，副边发出脉冲信号TX，经过控制信号调制电路121调制、高压电容隔离电路130耦合、控制信号解调电路114解调后产生RX信号分别接到D触发器113的时钟输入端和二选一选择器111。D触发器113的输入端始终接高电平，其被RX信号触发后，输出端变成高电平后，控制二选一选择器111始终选择‘1’输入端RX信号。在此之后，自适应导通时间控制电路115的ONP正电平脉冲信号由RX信号来触发。原边功率管103 NP导通时间即为ONP正电平脉冲宽度。

副边关断/导通单元123侦测通信握手过程，原边控制电路与副边握手成功后，控制副边功率管103 NS导通和关断。

在原边副边握手过程中，保持副边同步整流管104 NS关断，避免原边副边同开。

如果原边始终没有接收到副边的通信握手信号，原边控制电路由振荡器模块112控制开关数十个开关周期后，原边控制电路将自动关断，系统重启。

当握手成功后，原边功率管103 NP的开关和副边同步整流管104 NS的开关都仅受副边控制单元120控制。

当握手成功后，副边同步整流管104 NS才能受副边控制单元120控制而导通。

RFB1和RFB2为输出反馈分压电阻，其反馈信号FB输入到副边加法器电路128的一端，与纹波注入模块125的输出信号FBB求和后，输出FBS信号接到第一比较器127的负向输入端，第一比较器127的正向输入端接基准电压电路129输出的基准电压值VR信号。

当FBS信号小于基准电压电路129的基准电压值VR时，表示输出电压VOUT小于目标值，需要原边通过原边功率管103 NP的开关动作向副边传递能量。原边通过原边功率管103NP的导通由第一比较器127输出信号和退磁时间迭代控制电路124输出信号同时控制，而原边功率管103 NP的关断由自适应导通时间控制电路115控制。

当FBS信号小于基准电压电路129的基准电压值VR时，第一比较器127输出信号ONTRIG为高电平脉冲，其表示系统需要原边功率管103 NP导通向副边传递能量，该信号作为原边功率管103 NP导通的其中一个条件。原边功率管103 NP导通的时机由退磁时间迭代控制电路124来控制，是原边功率管103 NP导通的另一个条件。当两个条件都满足时，退磁时间迭代控制电路124输出一个原边功率管103 NP开关请求信号TX，经过控制信号调制电路121调制、高压电容隔离电路130信号耦合、控制信号解调电路114解调后传递到原边产生信号RX，经过二选一选择器111输入到自适应导通时间控制电路115，产生一个开关信号ONP。上述工作状态循环执行，从而实现原边向副边传递能量。

退磁迭代控制的系统开关频率可变，消除右半平面零点，其频率抖动又提升了系统EMI性能。

图2是本发明的功率转换电路系统控制电路环路控制示意图。副边的输出反馈电路107的信号与纹波注入模块125的信号经过加法器128求和，产生FBS信号输入到退磁时间迭代控制单元124，当系统满足FBS电压小于基准电压电路129的基准电压值VR(V(FBS)<V(VR))以及本周期退磁时间Tdemn大于等于上一个周期退磁时间减去迭代误差量(Tdemn-1-ΔTdem)两个条件时，退磁时间迭代控制单元124先通过副边控制电路120中的副边关断/导通单元123发送信号，关断副边同步整流管104NS，再延迟几个纳秒的时间后向电连接在高频变压器102的原边的原边功率管103 NP发送导通信号TX，该信号经过高压电容隔离电路130耦合传递，产生RX信号，输入到原边功率管103 NP自适应导通时间控制电路115，由自适应导通时间控制电路115控制原边功率管103 NP导通，高频变压器102励磁存储能量，同时自适应导通时间控制电路115会根据原边母线电压VIN等参数计算出原边功率管103 NP导通时间，并在完成该时间后自动关断原边功率管103 NP，高频变压器102退磁向副边输出能量，此时副边检测到高频变压器102退磁开始，通过副边关断/导通单元123导通副边功率管103 NS，同时副边实时检测输出反馈信号准备开始下一个周期的工作

图3是本发明的退磁时间迭代控制原理示意图。图中301表示第n-1次开关电流波形，302表示第n次开关电流波形，310表示第n-1次开关到第n次开关的占空比变化量，311表示第n-1次开关到第n次开关的电流变化量，312表示第n-1次开关的退磁时间，313表示本发明的第n次开关的退磁时间，314表示退磁时间迭代误差量，315表示传统控制方法的第n次开关的退磁时间。

当第n-1次开关到第n次开关占空比微小增加Δd时，传统控制方法的退磁时间相应减小Δd*Ts(这里Ts表示一个开关周期的时间)，如图中315对应的时间，虽然电流也因占空比增加而增加ΔIL，但退磁阶段输出的平均电流却因为退磁时间的减小而变小，这就导致系统存在右半平面的零点。

本发明所述的退磁时间由迭代计算得到，即第n次开关的退磁时间大于等于第n-1次开关的退磁时间减去迭代误差量ΔTdem(Tdemn≥Tdemn-1-ΔTdem)，控制这个迭代误差量ΔTdem，(几十到几百纳秒)，保证系统在占空比增加时，输出平均电流也能增加，从而消除右半平面零点，增加环路带宽，提升系统响应速度。

图4是本发明的纹波注入信号波形示意图。图中FB表示输出反馈信号，FBB是纹波注入信号，FBS是上述FB与FBB信号之和，VR是基准电压电路129的基准电压值，ONTRIG是第一比较器127的输出信号。

纹波注入模块125发出的纹波注入信号FBB与ONTRIG信号同步，当ONTRIG信号由低变高时，FBB信号瞬间抬高，保持几十纳秒后指数下降，通常FBB信号的变化幅度在几十毫伏。

相对于FB信号，求和后的FBS信号谷底变化较陡峭，与基准电压电路129的基准电压值VR相交后输出信号反转干净且唯一，从而避免因为噪声而导致随机产生ONTRIG信号而导致系统工作紊乱。该方法通过纹波注入方法，消除高速动态响应时信号噪声干扰的影响，提高系统稳定性。

图5是本发明的自适应导通时间控制电路示意图。包括分压电路501，第一电压控制电流源电路502，第一单次触发电路503，第一开关505，第一电容506，第一基准电压源507U1，第二比较器508，反相器509。

通过分压电路501和第一电压控制电流源电路502，产生与原边母线电压VIN大小呈正比的偏置电流IB，经节点534随即进入第二比较器508的正向输入端。

第一基准电压源507输出电压通常设置的伏级别，接到第二比较器508的负向输入端。

初始状态二选一选择器111的输出端输出PON信号为低电平时，第一单次触发电路503输出信号经节点533为低电平，第一开关505关断，偏置电流IB对第一电容506充电，节点534为高电平并大于第一基准电压源507输出电压，第二比较器508输出高电平，经过反相器509后，输出信号PDRV为低电平，该信号接到原边功率管103 NP的栅极，原边功率管103 NP关断。

当PON信号由低变高时，第一单次触发电路503输出正脉冲信号，第一开关505短暂导通，第一电容506对地快速放电，节点534为零电平，第二比较器508输出为低电平，PDRV信号由低电平变成高电平，原边功率管103 NP导通。在第一开关505短暂导通后又回到关断状态，偏置电流IB重新对第一电容506进行充电，节点534电压持续上升，当节点534电平大于第一基准电压源507输出电压时，第二比较器508输出高电平，PDRV信号又变回到低电平，原边功率管103 NP关断。

原边功率管103 NP导通与PON信号上升沿同步，原边功率管103 NP关断由第一电容506的充电时间控制。

原边功率管103 NP导通时间Ton＝C(506)*V(507)/(1/k*G*VIN)，原边母线电压VIN又有公式VIN*Ton＝IL*Lp，可以得到IL＝C(506)*V(507)/(1/k*G*Lp)，这里C(506)是第一电容506的容值，V(507)是第一基准电压源507的电压，1/k是501分压系数，G是502的跨导，Lp是高频变压器102初级电感，IL是高频变压器102的初级励磁电流。其中C(506)取值区间是几个～10皮法，V(507)取值区间是几伏，如2伏。1/K取值区间0.001～0.005，G取值区间是10e-6级别。本发明中高频变压器102初级励磁电流由上述常量控制，从而省去励磁电流采样电阻，降低了系统成本，并提高了系统可靠性。

图6中，在所述副边关断/导通单元123输出端的高电平控制下，第二开关SW2打开，第三开关SW3在单脉冲触发电路One Shot作用下瞬间打开清空第二电容C2的残余电荷，而后，第二电压控制电流源电路Ibias1通过第二开关SW2在Tdemⁿ阶段为第二电容C2充电，这里Tdemⁿ的充电时间为t＝C*V/I，这里C为图6中第二电容C2、充电电流I固定，不同的高频变压器102初级端电连接的原边母线电压VIN电压对应不同的t时间。充电完毕，该电压值同时将作用在第一比较器127的正输入端，在所述第一比较器127满足求和电压值小于所述基准电压电路的基准电压值时，ONTRIG端输出高电平，该高电平同时作用在第二D触发器的CP输入端，使第二D触发器Q输出端输出高电平，致使第四开关SW4、第五开关SW5打开。第三电容C3锁存充电时间为Tdem^n-1的充电电压值，所述第一比较器127执行本周期退磁时间大于等于上一个周期退磁时间减去迭代误差量条件后输出Tdemⁿ≥Tdem^n-1-ΔTdem；的比较判断，当满足条件，则输出高电平的比较结果，该结果经副边控制电路120中的控制信号调制电路121向原边控制电路发送的TX导通信号，相反，输出低电平的比较结果作为TX导通信号。

图7中，所述第一比较器127的输出端第二单次触发电路OT2输出高电平，所述第七开关SW7打开，第二基准电压源U2为第四电容C4充电，该电压值作为纹波注入信号FBB作用在所述加法器128端；当第一比较器127的输出端ONTRIG输出低电平，所述第七开关SW7关断，第一电阻R为第四电容C4提供电荷释放回路。

在本说明书中，所描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。对上述示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。