采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置
阅读说明：本技术 采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置 (Power supply driving device adopting negative bias of transformer isolation belt with any duty ratio ) 是由 韩锋 姚继忠 龚华刚 潘佩 韩卫峰 于 2020-12-21 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置,包括设有初级绕组和次级绕组的变压器,初级绕组两端之间连接有变压器驱动电路,次级绕组的两端并联有正偏压电路、整流电路和负偏压电路,正偏压电路、整流电路和负偏压电路分别电连接至射极跟随电路,射极跟随电路的输出端连接至IGBT功率器件；由控制电路产生单向PWM或PFM控制脉冲,通过变压器驱动电路、正偏压电路、整流电路、负偏压电路等分立器件的配合,变为合适任意占空比、带负偏压、无延时和无占空比丢失的IGBT驱动脉冲,消除了目前使用的普通变压器驱动和光耦驱动的技术缺陷,使IGBT功率器件的驱动中,不需要额外的正、负驱动电源,无光电耦合器、无集成电路,电路简单可靠。(The invention discloses a power supply driving device adopting a transformer isolation belt to negatively bias any duty ratio, which comprises a transformer provided with a primary winding and a secondary winding, wherein a transformer driving circuit is connected between two ends of the primary winding; the control circuit generates unidirectional PWM or PFM control pulse, and the unidirectional PWM or PFM control pulse is changed into IGBT drive pulse with proper duty ratio, negative bias, no time delay and no duty ratio loss through the cooperation of the transformer drive circuit, the positive bias circuit, the rectification circuit, the negative bias circuit and other discrete devices, thereby eliminating the technical defects of the common transformer drive and the optocoupler drive used at present, and ensuring that no additional positive and negative drive power supply is needed in the drive of the IGBT power device, no optocoupler and no integrated circuit exist, and the circuit is simple and reliable.)
技术领域
本发明涉及IGBT驱动技术领域，尤其涉及一种采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置。
背景技术
IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点，非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。
IGBT器件基于自身的特性，其驱动装置与MOFET相比有最大的区别是：施加正向栅极电压IGBT的C、E极导通，但关断时其栅极电压不但要低于导通阈值Vgth，还要是负偏压。这样才能使IGBT尽快关断并保持关断，降低米勒效应的影响，不致出现误导通。IGBT器件大多应用于高电压领域，产生驱动脉冲信号的电路均为低压模拟器件和数字器件，因此IGBT功率器件和控制单元之间的电气隔离就非常的必要。
目前常用的做法是采用专用的驱动厚膜电路模块，由控制电路产生低压驱动脉冲信号，辅助电源提供专用的隔离的正负电源。驱动厚膜模块的内部电路中承担电气隔离工作的器件一般采用高压、高速光电耦合器，由光电耦合器将驱动脉冲由控制端传递到功率端，再经脉冲整形电路、驱动装置加到IGBT的栅极，其存在的缺陷主要有：
1、光电耦合器的信号传递存在较大的延时，会使驱动脉冲滞后并出现占空比丢失，影响功率控制；
2、光电耦合器的耐压不高，影响绝缘效果；
3、光电耦合器受温度环境温度影响较大，影响设备的可靠性。
另一种常见方法是采用驱动变压器直接驱动IGBT栅极，也存在一定的缺陷，比如驱动脉冲信号的畸变较大，容易造成脉冲的占空比丢失，影响电源功率部分的效率和控制精度；难以在占空比大于50％时应用；不能有效的在脉冲关断OFF时，施加持续的负偏压等。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种可靠性高，不需要专门设置正负电源，驱动脉冲畸变低，适用于任意占空比脉冲，且可在关断时持续施加负偏压的采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置。
为解决上述技术问题，本发明的技术方案是：采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置，包括变压器，所述变压器设有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组两端之间连接有变压器驱动电路，所述次级绕组的两端并联有正偏压电路、整流电路和负偏压电路，所述正偏压电路、所述整流电路和所述负偏压电路分别电连接至射极跟随电路，所述射极跟随电路的输出端连接至IGBT功率器件。
作为优选的技术方案，所述变压器驱动电路包括三极管Q1、三极管Q2、电阻R1、电容C1，所述电阻R1的输入端连接至控制电源，所述电阻R1的输出端分别连接至所述三极管Q1的基极和所述三极管Q2的基极，所述三极管Q1的集电极连接至辅助电源，所述述三极管Q1的发射极和所述三极管Q2的发射极分别连接至所述电容C1的输入端，所述三极管Q2的集电极接地设置，所述初级绕组连接于所述电容C1的输出端与所述三极管Q2的集电极之间。
作为优选的技术方案，所述三极管Q1为NPN开关型三极管，所述三极管Q2为PNP开关型三极管，所述辅助电源为12V，所述初级绕组与所述次级绕组的变比为1:2。
作为优选的技术方案，所述正偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的二极管D1和电容C3，所述二极管D1的阴极连接至电容C3的输入端，所述二极管D1的阴极还连接至所述射极跟随电路。
作为优选的技术方案，所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和稳压二极管DZ1，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述稳压二极管DZ1的阳极，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路；
所述负偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的稳压二极管DZ2、二极管D3和电容C4，且所述稳压二极管DZ2的阴极连接至所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。
作为优选的技术方案，所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和电阻R8，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述电阻R8，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路；
所述负偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的电阻R7、二极管D3和电容C4，且所述电阻R7连接至所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。
作为优选的技术方案，所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和稳压二极管DZ1，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述稳压二极管DZ1的阳极，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路；
所述负偏压电路包括与所述次级绕组串联设置的独立绕组，所述独立绕组两端串联有二极管D3和电容C4，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。
作为优选的技术方案，所述射极跟随电路包括三极管Q3、三极管Q4、电阻R4，所述三极管Q3的基极分别连接至所述二极管D2的阴极、所述电容C4和所述三极管Q4的基极，所述三极管Q3的集电极连接至所述二极管D1的阴极，所述三极管Q3的发射极通过所述电阻R4连接至所述IGBT功率器件；所述三极管Q4的基极连接至所述二极管D2的阴极和所述电容C4，所述三极管Q4的集电极连接至所述二极管D3的阳极，所述三极管Q4的发射极通过所述电阻R4连接至所述IGBT功率器件，所述IGBT功率器件与所述电阻R4之间还并联有电压偏置电路和双向电压限制电路。
作为优选的技术方案，所述三极管Q3为NPN开关型三极管，所述三极管Q4为PNP开关型三极管，所述三极管Q3的集电极与所述二极管D1之间或所述三极管Q3的发射极与所述三极管Q4的发射极之间还连接有限流电阻R2，所述三极管Q4的基极与所述电容C4之间还连接有限流电阻R3。
作为对上述技术方案的改进，所述电压偏置电路设置为连接在所述IGBT功率器件与所述三极管Q4的基极之间的偏置电阻R5；
所述双向电压限制电路为串接在所述IGBT功率器件与所述三极管Q4的基极之间的稳压二极管DZ3和稳压二极管DZ4，且所述稳压二极管DZ3的阳极和所述稳压二极管DZ4的阳极电连接。
由于采用了上述技术方案，采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置，包括变压器，所述变压器设有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组两端之间连接有变压器驱动电路，所述次级绕组的两端并联有正偏压电路、整流电路和负偏压电路，所述正偏压电路、所述整流电路和所述负偏压电路分别电连接至射极跟随电路，所述射极跟随电路的输出端连接至IGBT功率器件；本发明具有以下有益效果：由控制电路(模拟的或数字的)产生单向PWM或PFM控制脉冲，通过变压器驱动电路、正偏压电路、整流电路、负偏压电路等分立器件的配合，变为合适任意占空比、带负偏压、无延时和无占空比丢失的IGBT驱动脉冲，从根本上消除了目前使用的普通变压器驱动和光耦驱动的技术缺陷，使IGBT功率器件的整个驱动工作中，不需要额外的正、负驱动电源，无光电耦合器、无集成电路，电路简单可靠。
附图说明
以下附图仅旨在于对本发明做示意性说明和解释，并不限定本发明的范围。其中：
图1是本发明实施例一的电路原理图；
图2是本发明实施例一限流电阻R2与三极管Q3位置调整后的电路原理图；
图3是本发明实施例二利用MOSFET功率器件代替IGBT功率器件的电路原理图；
图4是本发明实施例二利用MOS管代替三极管的电路原理图；
图5是本发明实施例三的电路原理图；
图6是本发明实施例四利用另一种形式的偏压电路的电路原理图；
图7是本发明实施例的输入波形图；
图8是本发明实施例的输出波形图；
图9是本发明实施例占空比调整后的输出波形图；
具体实施方式
下面结合附图和实施例，进一步阐述本发明。在下面的详细描述中，只通过说明的方式描述了本发明的某些示范性实施例。毋庸置疑，本领域的普通技术人员可以认识到，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以用各种不同的方式对所描述的实施例进行修正。因此，附图和描述在本质上是说明性的，而不是用于限制权利要求的保护范围。
实施例一：
如图1所示，采用变压器隔离带负偏置任意占空比的电源驱动装置，包括变压器T1，所述变压器T1设有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组两端之间连接有变压器驱动电路，所述次级绕组的两端并联有正偏压电路、整流电路和负偏压电路，所述正偏压电路、所述整流电路和所述负偏压电路分别电连接至射极跟随电路，所述射极跟随电路的输出端连接至IGBT功率器件，通过上述各电路的配合，使本实施例以所述变压器T1为界，左侧形成控制侧，右侧形成功率侧。
如图1所示，所述变压器驱动电路包括三极管Q1、三极管Q2、电阻R1、电容C1，所述电阻R1的输入端连接至控制电源，所述电阻R1的输出端分别连接至所述三极管Q1的基极和所述三极管Q2的基极，所述三极管Q1的集电极连接至辅助电源，所述述三极管Q1的发射极和所述三极管Q2的发射极分别连接至所述电容C1的输入端，所述三极管Q2的集电极接地设置，所述初级绕组连接于所述电容C1的输出端与所述三极管Q2的集电极之间。其中所述三极管Q1为NPN开关型三极管，所述三极管Q2为PNP开关型三极管，所述辅助电源为12V，所述初级绕组与所述次级绕组的变比为1:2，所述变压器T1的磁芯可以是铁氧体磁芯，也可以是非晶、超微晶磁芯。
在所述变压器驱动电路中，所述三极管Q1、所述三极管Q2和所述电阻R1组成射极跟随器，所述电阻R1为两三极管的基极电阻器，可以限制各三极管的基极电流，所述三极管Q1和所述三极管Q2以推挽式工作方式，将所述控制电源的信号源V1形成驱动电流信号并放大输出，而所述三极管Q2的集电极接控制地，所述电容C1为隔直电容器，在所述变压器T1和所述三极管Q1、所述三极管Q2和所述电阻R1组成的射极跟随器之间隔离直流电流，仅交流脉冲电流能流入所述变压器T1的初级绕组；所述变压器T1两绕组的同名端接控制地。
本实施例中，脉冲信号由所述变压器T1的初级侧传递到其次级侧后，在所述次级绕组的非同名端，分为三路传送，即由所述正偏压电路、所述整流电路和所述负偏压电路分别传送，而其同名端接功率地。具体地，所述正偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的二极管D1和电容C3，所述二极管D1的阴极连接至电容C3的输入端，所述二极管D1的阴极还连接至所述射极跟随电路。该电路中，电流经过所述二极管D1的阴极到阳极整流，经所述电容C3滤波、蓄能后，建立正偏直流电压，供给所述射极跟随电路。
所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和稳压二极管DZ1，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述稳压二极管DZ1的阳极，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路。该电路中，所述电容C2隔直后传送到所述射极跟随电路，所述稳压二极管DZ1产生负偏置信号，并确定负偏的幅度。
所述负偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的稳压二极管DZ2、二极管D3和电容C4，三者配合产生负电源。具体地，所述稳压二极管DZ2的阴极连接至所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。该电路与所述正偏压电路相对，所述稳压二极管DZ1、所述稳压二极管DZ2决定了驱动脉冲负偏的幅度。例如当所述辅助电源的电压为12V时，可令所述变压器T1的变比为1:2，使所述IGBT功率器件的栅极正偏电压达到13～19.5V的幅度，所述IGBT功率器件为本技术领域普通技术人员所熟知的内容，在此不再详细描述。
本实施例的所述射极跟随电路包括三极管Q3、三极管Q4、电阻R4，所述三极管Q3的基极分别连接至所述二极管D2的阴极、所述电容C4和所述三极管Q4的基极，所述三极管Q3和所述三极管Q4构成射极跟随器，所述三极管Q3的集电极连接至所述二极管D1的阴极，所述三极管Q3的发射极通过所述电阻R4连接至所述IGBT功率器件；所述三极管Q4的基极连接至所述二极管D2的阴极和所述电容C4，所述三极管Q4的集电极连接至所述二极管D3的阳极，所述三极管Q4的发射极通过所述电阻R4连接至所述IGBT功率器件，所述IGBT功率器件与所述电阻R4之间还并联有电压偏置电路和双向电压限制电路。
其中，所述三极管Q3为NPN开关型三极管，所述三极管Q4为PNP开关型三极管，所述三极管Q3的集电极与所述二极管D1之间还连接有限流电阻R2(如图1所示)或所述三极管Q3的发射极与所述三极管Q4的发射极之间还连接有限流电阻R2(如图2所示)，所述三极管Q4的基极与所述电容C4之间还连接有限流电阻R3。所述限流电阻R2为正偏压的限流电阻器，限制所述IGBT功率器件的栅极G极的驱动电流，以降低脉冲的上升速度，减小IGBT集电极电压的dv/dt；所述限流电阻R3与所述电阻R4为所述IGBT功率器件的栅极G极的电阻器，限制驱动信号在栅极出现的振荡。
所述电压偏置电路设置为连接在所述IGBT功率器件与所述三极管Q4的基极之间的偏置电阻R5，可以为场效应管提供偏置电压，还能起到泻放电压，保护所述IGBT功率器件的栅极G-射极E(或源极S)。所述双向电压限制电路为串接在所述IGBT功率器件与所述三极管Q4的基极之间的稳压二极管DZ3和稳压二极管DZ4，且所述稳压二极管DZ3的阳极和所述稳压二极管DZ4的阳极电连接。所述稳压二极管DZ3和所述稳压二极管DZ4配合，防止驱动脉冲的幅度超出±20V。
实施例二：
本实施例可以将实施例一的所述IGBT功率器件替换为MOSFET功率器件，如图3所示，或者将所述三极管Q1和所述三极管Q3可以分别用N沟道MOS管M2和MOS管M4替换，所述三极管Q2和所述三极管Q4可以分别用N沟道MOS管M3和MOS管M5替换，如图4所示。上述两种改进的电路都可以实现本实施例的全部功能，但由于小型MOS管的耐压较低，装配时要避免受到静电的影响。
实施例三：
如图5所示，所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和电阻R8，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述电阻R8，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路；所述负偏压电路包括串联在所述次级绕组两端的电阻R7、二极管D3和电容C4，且所述电阻R7连接至所述二极管D3的阴极，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。与实施例一的区别在于，利用所述电阻R8代替了所述稳压二极管DZ1，所述电阻R7代替了所述稳压二极管DZ2，且两者可以单独替换，也可以同时替换，替换后同样可以实现实施例一的电路功能。
实施例四：
如图6所示，所述整流电路包括串联在所述次级绕组两端的电容C2、二极管D2和稳压二极管DZ1，所述二极管D2的阴极连接至所述电容C2，所述二极管D2的阳极连接至所述稳压二极管DZ1的阳极，所述二极管D2的阴极还连接至所述射极跟随电路；所述负偏压电路包括与所述次级绕组串联设置的独立绕组，所述独立绕组两端串联有二极管D3和电容C4，所述二极管D3的阳极连接至所述电容C4，所述电容C4连接至所述射极跟随电路。实施例四同样可以实现实施例一的电路功能，但使电路的复杂度增加，成本相对提高，但成本整体还是较现有技术大幅降低的。
本发明最终实现了一种电力电子开关器件的隔离驱动电路，解决了常用的光电耦合隔离驱动和其他变压器隔离驱动方案的缺陷，可提高电力电子装置的可靠性和功率变换效率，以及功率开关控制的稳定性，且本发明中未使用集成电路，全部由分立器件构成。
如图7、图8和图9所示，输入波形图为规整的方波脉冲，由数字控制电路或模拟控制电路产生的幅值为12V，频率任意不限(仅由变压器T1特性限制)、占空比不限的直流连续脉冲；输出波形图为带负偏压的脉冲，可直接接至所述IGBT功率器或所述MOSFET功率器件的栅极-发射极(G-E)或栅极-源极(G-S)，控制所述IGBT功率器或所述MOSFET功率器件的通断(ON-OFF)。
通过图8和图9可以看出，两个波形的阶跃变化时刻基本吻合，没有明显的时延，说明驱动电路的输出波形不存在占空比丢失问题，进而可使功率开关器件与控制信号同步地通断，保证器件能以大占空比工作，而无需因占空比丢失问题而提高功率变换的中间电压，从而降低了功率变换装置的功率损耗。
输出波形的正偏压段对应所述IGBT功率器的导通ON时段,负偏压段对应所述IGBT功率器的截至OFF时段。负偏压被叠加的振荡脉冲对应了开关器件(IGBT或MOSFET)的集电极(C极)或源极(S)电压突变对栅极(S极)的影响。当这个影响增大到超过其导通阈值Vgth时将会使功率器件误导通，进而损坏。本发明由于增加了负偏压而使这个影响远离Vgth，保证了功率器件的可靠工作，且脉冲的宽度在0～99％范围内变化，本发明的输出波形能跟随输入信号的变化，不会出现占空比丢失现象，正偏压始终保持，使本发明适用于不同的功率电路拓扑。本发明适用于驱动IGBT功率器件或MOSFET功率器件开关器件，尤其适用于大功率IGBT模块，有更高的可靠性和更低的成本，且具有比普通的变压器驱动方案更适合IGBT的驱动脉冲，使采用本发明的电力电子装置具有更可靠的性能和更高的整机效率。
本发明的描述是为了示例和描述起见而给出的，而并不是无遗漏的或者将本发明限于所公开的形式。很多修改和变化对于本领域的普通技术人员而言是显然的。选择和描述实施例是为了更好说明本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够理解本发明从而设计适于特定用途的带有各种修改的各种实施例。