具体实施方式

下面关于附图阐述的详细描述旨在作为对各种配置的描述，而不是旨在表示可以实践本文描述的概念的仅有配置。详细描述包括具体细节，用于提供对各种概念的透彻理解的目的。然而，对本领域的技术人员将明显的是，可以没有这些具体细节而实践这些概念。在一些情况下，公知的结构和组件以框图形式示出以便避免使这样的概念模糊不清。

下面的图1示出了根据本公开的某些方面的低压差(LDO)电压调节器100的示例。LDO电压调节器100包括传输元件110和反馈电路120。传输元件110耦合在LDO电压调节器100的输入108与输出130之间。LDO电压调节器100的输入108可以耦合到电源轨105上的输入供应电压VDD。输出130处的经调节的电压(标示为“Vreg”)近似等于VDD减去跨传输元件110的电压降。传输元件110包括控制输入114，用于控制在调节器100的输入108与输出130之间的传输元件110的电阻。

反馈电路120的输出耦合到传输元件110的控制输入114，以控制传输元件110的电阻。通过控制传输元件110的电阻，反馈电路120能够控制跨传输元件110的电压降，并且因此控制调节器100的输出130处的经调节的电压Vreg。如下面进一步讨论的，反馈电路120基于经调节的电压Vreg的反馈来调整传输元件110的电阻，以将经调节的电压Vreg维持近似在期望电压。

在图1中的示例中，反馈电路120包括放大器122(例如，运算放大器)，并且传输元件110包括传输p型场效应晶体管(PFET)112。在这个示例中，传输PFET 112具有耦合到LDO电压调节器100的输入108的源极、耦合到放大器122的输出的栅极、以及耦合到LDO电压调节器100的输出130的漏极。放大器122通过调整传输PFET 112的栅极电压，来控制LDO电压调节器100的输入108与输出130之间的传输PFET 112的沟道电阻。在这个示例中，放大器122通过增大栅极电压来增大传输PFET 112的电阻，并且通过减小栅极电压来减小传输PFET 112的电阻。此外，传输PFET 112在饱和区中被操作。

LDO电压调节器100的输出130耦合到电阻性负载R_L和电容性负载C_L，它们可以表示耦合到LDO电压调节器100的电路(未示出)的电阻性负载和电容性负载。LDO电压调节器100的输出130处的经调节的电压(标示为“Vreg”)经由负反馈回路被反馈到反馈电路120，以向反馈电路提供反馈电压(“Vfb”)。在这个示例中，反馈电压Vfb近似等于经调节的电压Vreg，因为在这个示例中经调节的电压Vreg被直接馈送到反馈电路120。参考电压(标示为“Vref”)也输入到反馈电路120。参考电压Vref可以来自带隙电路(未示出)或另一稳定的电压源。对于反馈电路120包括放大器122的示例，反馈电压Vfb耦合到放大器122的第一输入(+)，参考电压Vref耦合到放大器122的第二输入(-)，并且放大器122的输出耦合到传输元件110的控制输入114。

在操作期间，反馈电路120在如下的方向上驱动传输元件110的控制输入114，该方向减小参考电压Vref与输入到反馈电路120的反馈电压Vfb之间的差(误差)。因为这个示例中，反馈电压Vfb近似等于经调节的电压Vreg，所以反馈电路120驱动传输元件110的控制输入114，以迫使经调节的电压Vreg近似等于参考电压Vref。例如，如果经调节的电压Vreg(并且因此反馈电压Vfb)增加到参考电压Vref以上，则反馈电路120增大传输元件110的电阻，这增大跨传输元件110的电压降。增大的电压降降低输出130处的经调节的电压Vreg，由此减小Vref与Vfb之间的差(误差)。如果经调节的电压Vreg下降到参考电压Vref以下，则反馈电路120减小传输元件110的电阻，这减小跨传输元件110的电压降。减小的电压降提高输出130处的经调节的电压Vreg，由此减小Vref与Vreg之间的差(误差)。因此，在这个示例中，反馈电路120动态地调整传输元件110的电阻，以在输出130处维持近似恒定的经调节的电压Vreg，即使当电源变化(例如，由于噪声)和/或电流负载改变时。

在图1中的示例中，经调节的电压Vreg被直接馈送到反馈电路120。然而，将明白，本公开不限于这个示例。例如，图2示出了LDO电压调节器200的另一示例，其中经调节的电压Vref通过分压器225被反馈到反馈电路120。分压器225包括耦合到LDO电压调节器200的输出130的两个串联电阻器R_FB1和R_FB2。在电阻器R_FB1与R_FB2之间的节点220处的电压被反馈到反馈电路120。在这个示例中，反馈电压Vfb与经调节的电压Vreg相关，如下：

其中等式(1)中的R_FB1和R_FB2分别是电阻器R_FB1和R_FB2的电阻。因此，在这个示例中，反馈电压Vfb与经调节的电压Vreg成比例，其中比例由电阻器R_FB1和R_FB2的电阻的比率来设置。

反馈电路120在减小反馈电压Vfb与参考电压Vref之间的差(误差)的方向上驱动传输元件110的控制输入114。这个反馈使得经调节的电压Vreg近似等于：

如等式(2)中示出的，在这个示例中，通过相应地设置电阻器R_FB1和R_FB2的电阻的比率，经调节的电压可以被设置为期望电压。在本公开中，将明白，反馈电压Vfb可以与经调节的电压Vreg相等或成比例。

LDO电压调节器100或200的性能的一种重要度量是电源抑制比(PSRR)。PSRR度量LDO电压调节器100或200抑制电源上的噪声的能力。PSRR越大，噪声抑制越大，并且因此传播到LDO电压调节器的输出130的电源噪声的量越低。

LDO电压调节器100或200的PSRR可以通过增大LDO电压调节器的单位增益带宽来增大。这允许LDO电压调节器100或200对电源上的瞬变更快地响应，并且因此在更高频率下抑制电源噪声。然而，如下面进一步讨论的，增大单位增益带宽可能引起LDO电压调节器的反馈回路中的不稳定。

LDO电压调节器100或200的反馈回路可以具有两个极点。第一极点可能主要是由于LDO电压调节器的输出130处的电容性负载C_L和电阻负载R_L。第二极点可能主要是由于传输元件110的控制输入114处的电容和放大器122的输出阻抗。通常，负载电容和传输元件110的控制输入114处的电容为大。对于传输元件110利用传输PFET 112来实施的示例，传输PFET 112的栅极电容通常为大。这是因为大的传输PFET 112通常被用来使得传输PEFT 112能够传输大的负载电流。

作为大负载电容和传输元件110的控制输入114处的大电容的结果，第一和第二极点通常位于低频处，而引起在低频处在反馈回路中的过度相移。该过度相移可能接近180度，而使得反馈回路变为再生性的并且因此不稳定。

改进反馈回路的稳定性的一种方法是使反馈电路120中的放大器122的输出阻抗为低。低输出阻抗将反馈回路的第二极点推向更高的频率，这防止在低频处的过度相移。然而，低输出阻抗也导致放大器122的低增益。如下面参考图3进一步讨论的，低增益的问题在于，低增益可能导致经调节的电压Vreg中的大增益误差。

图3示出了放大器122的示例性实施方式，其中经调节的电压Vreg被直接馈送到放大器122(即，Vfb近似等于Vreg)。放大器122包括差分驱动器322、第一负载电阻器R1、第二负载电阻器R2和电流源310。在图3中的示例中，差分驱动器322包括第一输入n型场效应晶体管(NFET)325和第二输入NFET 330。第一负载电阻器R1耦合在电源轨105与第一输入NFET325的漏极之间，并且第二负载电阻器R2耦合在电源轨105与第二输入NEFT 330的漏极之间。电流源310耦合到第一和第二输入NFET 325和330的源极，并且提供用于放大器122的偏置电流。

在这个示例中，反馈电压Vfb输入到与第一输入NFET 325的栅极相对应的差分驱动器322的第一输入327。参考电压Vref输入到与第二输入NFET 330的栅极相对应的差分驱动器322的第二输入332。如图3中示出的，放大器122的输出在第二负载电阻器R2与第二输入NEFT 330的漏极之间的节点315处得到。

在这个示例中，可以使负载电阻器R2的电阻为低，以向放大器122提供低输出阻抗和高带宽。如上面讨论的，低输出阻抗将反馈回路320的第二极点推向更高的频率，而改进反馈回路320的稳定性。低输出阻抗也降低放大器122的增益。这是因为，放大器122的开环增益是放大器122的输出阻抗和跨导的乘积。如下面进一步解释的，低增益导致经调节的电压Vreg中的大增益误差。

在操作期间，电流源310的偏置电流通常在第一和第二负载电阻器R1和R2之间不均匀拆分(即，流过负载电阻器的电流不平衡)。通过第二负载电阻器R2的电流近似等于：

其中I2是通过第二负载电阻器R2的电流，Vout是放大器122的输出电压，并且等式(3)中的R2是第二负载电阻器R2的电阻。通过第一负载电阻R1的电流由下式给出：

I1＝Ibias-I2 (4)

其中I1是通过第一负载电阻器R1的电流，并且Ibias是电流源310的偏置电流。在图3中的示例中，反馈回路320在减小Vref与Vfb之间的差的方向上调整放大器122的输出电压Vout(其驱动传输元件110的控制输入114)。通常，这导致通过第二负载电阻器R2的电流I2不同于通过第一负载电阻器R1的电流I1。

通过负载电阻器R1和R2的不同电流I1和I2使得跨负载电阻器R1和R2的电压降不同(假定负载电阻器R1和R2的电阻近似相等)。这进而使得第一输入NFET 325的漏极电压Vd1不同于第二输入NFET 330的漏极电压Vd2。漏极电压的差导致输入参考的电压偏移，该电压偏移由Vd1与Vd2之间的差除以放大器122的增益来给出。由于放大器122的增益为低，所以放大器122的输入参考的电压偏移相对高。高的输入参考的电压偏移导致Vref与Vfb之间的相对大的增益误差，其是对放大器122的输入电压。

因此，放大器122的低增益导致Vreg与Vfb之间的大增益误差。LDO调节器100的反馈回路320在校正Vreg与Vfb之间的增益误差时不是有效的。这是因为，反馈回路320驱动传输元件110的控制输入114，以使得Vreg与Vfb之间的差近似等于输入参考的电压偏移，而差应当理想地为零伏。输入参考的电压偏移(并且因此Vref与Vfb之间的增益误差)可以通过增大放大器122的输出阻抗(并且因此增益)而被减小。然而，如上面讨论的，合意的是将放大器122的输出阻抗保持为低以提供反馈回路320的稳定性。因此，需要减小增益误差同时保持放大器122的输出阻抗为低的方法和系统。

如下面进一步讨论的，本公开的实施例通过向LDO电压调节器提供减小增益误差的第二反馈回路来减小上面讨论的增益误差。

图4示出了根据本公开的某些方面的LDO电压调节器400。LDO电压调节器400包括图3中示出的传输元件110。在下面的讨论中，传输元件110被称为第一传输元件110，以将该传输元件与下面进一步描述的LDO电压调节器400中的另一传输元件区分开。

LDO电压调节器400还包括第一反馈电路420。第一反馈电路420包括图3中示出的放大器122、以及第二传输元件410。在下面的讨论中，放大器122被称为第一放大器122，以将该放大器与下面进一步描述的LDO电压调节器400中的另一放大器区分开。在图4中的示例中，类似于图3中的放大器122，第一放大器122具有耦合到反馈电压Vfb的第一输入327、耦合到参考电压Vref的第二输入332、以及耦合到第一传输元件110的控制输入114的输出315。在某些方面，第一放大器122具有低增益和高带宽，以允许第一反馈电路420对电源轨105上的快速瞬变以及电流负载的快速改变进行响应，以维持稳定的经调节的电压Vreg。这允许第一反馈电路420在如下的方向上快速地调整第一传输元件110的电阻，该方向减小由电源上的快速瞬变和/或负载电流的快速改变引起的Vreg与Vfb之间的差。然而，如上面讨论的，归因于第一放大器122的低增益，第一反馈电路420也可能具有高增益误差。

第二传输元件410耦合在电源轨105与第一放大器122的偏置节点427之间。如图4中示出的，偏置节点427可以耦合到第一放大器122的负载电阻器R1和R2。因此，在这个示例中，负载电阻器R1和R2通过第二传输元件410耦合到电源轨105，而不是如图3中的情况那样直接耦合到电源105。

作为结果，第一反馈电路420的偏置节点427处的偏置电压(标示为“Vdd”)近似等于VDD减去跨第二传输元件410的电压降。第二传输元件410包括用于控制第二传输元件410的电阻的控制输入414。由于第二传输元件410的电阻控制跨第二传输元件410的电压降，所以偏置节点427处的偏置电压可以通过调整第二传输元件410的电阻而被调整。通过第二传输元件410的电流可以近似等于电流源310的偏置电流，并且在第二传输元件410的电阻由第二反馈电路430调整时近似恒定。将明白，第二传输元件410可以比第一传输元件110小得多，因为第二传输元件410不需要传输大负载电流。

LDO电压调节器400还包括第二反馈电路430。在图4中的示例中，第二反馈电路430包括第二放大器432，第二放大器432具有耦合到参考电压Vref的第一输入(+)、耦合到反馈电压Vfb的第二输入(-)、以及耦合到第二传输元件410的控制输入414的输出。在图4中的示例中，经调节的电压Vreg被直接馈送到第二放大器432的第二输入(-)。因此，在这个示例中，第二放大器432的第二输入(-)处的反馈电压Vfb近似等于Vreg。第二放大器432的输出经由控制输入414来控制第二传输元件410的电阻，其进而控制跨第二传输元件410的电压降，并且因此控制第一反馈电路420的偏置节点427处的偏置电压Vdd。这允许第二放大器432调整第一反馈电路420的偏置节点427处的偏置电压Vdd。如下面进一步讨论的，第二放大器432基于经调节的电压Vreg的反馈来调整第一反馈电路420的偏置电压Vdd，以校正第一反馈电路420的增益误差。

如图4中的示例中示出的，第二传输元件410可以包括第二传输PFET 412。在这个示例中，第二传输PFET412具有耦合到电源轨105的源极、耦合到第二放大器432的输出的栅极、以及耦合到第一反馈电路420的偏置节点427的漏极。第二放大器432通过调整第二传输PFET 412的栅极电压，来控制第二传输PFET 412的沟道电阻(并且因此控制偏置电压Vdd)。在这个示例中，第二放大器432通过增大栅极电压来增大第二传输PFET 412的电阻(并且因此减小偏置电压Vdd)。第二放大器432通过减小栅极电压来减小第二传输PFET 412的电阻(并且因此增大偏置电压Vdd)。此外，第二传输PFET 412在饱和区中被操作。

在操作期间，第二反馈电路430在如下的方向上驱动第二传输元件410的控制输入414，该方向减小由第一反馈电路420的增益误差引起的参考电压Vref与反馈电压Vfb之间的差。第二反馈电路430通过以下方式来这样做：在使流过第一放大器122的第一和第二负载电阻器R1和R2的电流平衡的方向上，经由第二传输元件410来调整偏置电压Vdd。作为结果，跨负载电阻器R1和R2的电压降近似相等，而使得第一和第二输入NFET 325和330的漏极电压Vd1和Vd2近似相等。这减小Vd1与Vd2之间的差，由此减小第一放大器120的输入参考的电压偏移，并且因此减小第一反馈电路420的增益误差。

例如，如果通过第二负载电阻器R2的电流大于通过第一负载电阻器R1的电流，则第二反馈电路430通过增大第二传输元件410的电阻来减小偏置节点427处的偏置电压Vdd。偏置电压Vdd的降低减小跨第二负载电阻器R2的电压降，其近似等于Vdd-Vout。电压降的减小使得通过第二负载电阻器R2的电流减小。作为结果，电流源310的更多偏置电流被导向到第一负载电阻器R1。这增大通过第一负载电阻器R1的电流，由此减小通过第一和第二负载电阻器R1和R2的电流之间的差。

如上面讨论的，第二反馈电路430的第二放大器432具有高增益和低带宽，并且因此具有比第一反馈电路420的第一放大器122低得多的增益误差。这允许第二反馈电路430减小由第一反馈电路420的增益误差引起的Vref与Vfb之间的差，同时对第一反馈电路420的快速瞬变响应具有很小的影响至没有影响。

因此，LDO电压调节器400的第一反馈电路420具有低增益和高带宽，用于对电源上的快速瞬变和电流负载中的快速改变进行响应。LDO电压调节器400的第二反馈电路430具有高增益和低带宽，用于校正第一反馈电路420的增益误差，其中增益误差归因于第一反馈电路420的低增益。在图4中，第一反馈电路420的反馈回路由标记为320的虚线示出，并且第二反馈电路430的反馈回路由标记为450的虚线示出。

在某些方面，LDO电压调节器400可以对电源上的在第一反馈电路420的单位带宽(即，开环增益超过0dB的频率范围(单位增益))内的快速瞬变进行响应。例如，第一反馈电路420可以具有100MHz或更高的单位增益。因此，在这个示例中，LDO电压调节器400可以对100MHz或更高的频率范围内的快速瞬变进行响应。在某些方面，第一反馈电路420可以对100pS到500pS的时间内额定最大负载的20％的快速电流负载改变进行响应。将明白，本公开的实施例不限于上面的示例。

将明白，本公开的实施例不限于图4中示出的第一放大器122的示例性实施方式。本公开的实施例可以用来校正来自具有低增益的其他放大器的增益误差。进一步地，虽然图4示出了经调节的电压Vreg被直接反馈到第一和第二反馈电路420和430的示例，但是将明白，本公开不限于这个示例。例如，经调节的电压Vreg可以通过分压器(例如，分压器225)反馈到第一和第二反馈电路420，在这种情况下，反馈电压Vfb可以与经调节的电压Vreg成比例。

图5示出了根据本公开的某些方面的第二放大器432的示例性实施方式。在这个示例中，第二放大器432包括差分驱动器522、第一PFET 540、第二PFET 550和电流源510。在图5中的示例中，差分驱动器522包括第一和第二输入NFET 520和525。

在这个示例中，参考电压Vref输入到与第一输入NFET 520的栅极相对应的差分驱动器522的第一输入527。反馈电压Vfb输入到与第二输入NFET 525的栅极相对应的差分驱动器522的第二输入532。如图5中示出的，第二放大器432的输出在第二PFET 550的漏极与第二NFET 525的漏极之间的节点515处得到。

第一PFET 540具有源极和漏极，源极耦合到电源轨105，漏极耦合到第一输入NFET520的漏极。第一PFET 540的栅极和漏极绑定在一起。第二PFET 550具有源极、栅极和漏极，源极耦合到电源轨105，栅极耦合到第一PFET 540的栅极，漏极耦合到第二输入NFET 525的漏极。如下面进一步讨论的，第二PFET 550在第二放大器432的输出515处提供高阻抗有源负载。电流源510耦合到第一和第二输入NFET 520和525的源极，并且提供用于第二放大器432的偏置电流。

在这个示例中，在第二放大器432的输出515处看向第二PFET 550的漏极的阻抗相对于第一放大器122的输出阻抗为高。高阻抗向第二放大器432提供比第一放大器122高得多的增益。如上面讨论的，这个高增益允许第二反馈电路430校正第一反馈电路420的增益误差。

图6示出了根据本公开的某些方面的LDO电压调节器600。LDO电压调节器600类似于图5中的LDO电压调节器400，并且进一步包括耦合在第一反馈电路420与第二反馈电路432之间的电阻器-电容器(RC)网络610。在图6中的示例中，RC网络610包括串联耦合的电容器Cm和电阻器Rm。RC网络610被配置为通过增大第二反馈电路430的输出处的RC时间常数，来减小第二反馈电路430的带宽。在这个示例中，第二反馈电路430的带宽可以被减小，以防止第二反馈电路430在高频处干扰第一反馈电路420的操作。

在图6中的示例中，电容器Cm耦合在第二传输PFET 412的栅极与漏极之间。这通过米勒效应增大电容器Cm的等效电容，其允许电容器Cm的物理尺寸被减小。

图7是示出了根据本公开的某些方面的用于电压调节的示例性方法700的流程图。该方法可以由LDO电压调节器400或600执行。

在步骤710中，第一传输元件的电阻使用反馈电路在减小参考电压与反馈电压之间的差的方向上被调整，其中第一传输元件耦合在电压调节器的输入与输出之间，并且反馈电压与电压调节器的输出处的电压相等或成比例。例如，第一传输元件可以包括图4-6中的第一传输元件410。

在步骤720中，反馈电路的偏置电压在减小参考电压与反馈电压之间的差的方向上被调整。例如，反馈电路可以包括传输元件(例如，第二传输元件410)和放大器(例如，第一放大器122)，其中偏置电压(例如，Vdd)在传输元件与放大器之间，并且偏置电压通过调整传输元件的电阻而被调整。

本公开的先前描述被提供以使得本领域的任何技术人员能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域的技术人员将是容易明显的，并且不脱离本公开的精神或范围，本文定义的一般原理可以应用到其他变型。因此，本公开不旨在限于本文描述的示例，而是符合与本文公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。