具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

图2为基于阻抗误差绝对值的优化目标函数所得目标阻抗区域图。功放管所需的最佳负载阻抗Z_opt通常由负载牵引仿真获得，为了能够表示为优化算法中使用的优化目标函数，一般选取目标负载阻抗区域的中心位置为目标阻抗值Z_opt，其中，Z_opt＝R_opt+jX_opt。在选定允许的电阻和电抗误差值后，可以设置如公式(1)和(2)所示的目标函数用来约束优化后的阻抗值。

其中，R_L和X_L分别为设计电路的阻抗Z_L的实部和虚部，ρ为根据负载牵引阻抗范围设定的误差值。在实际宽带匹配网络优化设计中，为了减小优化目标数，可以选取F_R(Z_L)和F_X(Z_L)中较大者作为某一频率的优化目标函数。

式(1)表示优化后阻抗的实部(电阻)对应取值范围为(R_opt-ρ,R_opt+ρ)，式(2)表示优化后阻抗的虚部(电阻)对应取值范围为(X_opt-ρ,X_opt+ρ)。上述区域在Smith圆图中的表示如图2所示。当优化后负载阻抗中电阻和电抗对应的目标函数F_R(Z_L)和F_X(Z_L)小于1时，说明其已经落入以Z_opt为中心的近似矩形区域内。因此，在合适选取误差值ρ的情况下，采用上述优化目标函数后，可以将负载阻抗约束到负载牵引所得的目标阻抗区域内。但是，从图中也可以发现基于阻抗误差绝对值的优化目标函数约束的区域远小于目标阻抗区域，则会出现未满足优化目标收敛条件，但是满足负载牵引功率和效率要求的阻抗值。因此，上述方法在实际功率放大器设计中，特别是宽带设计时会引起优化效率和成功率的降低。

图1或3所示为本发明的一种基于反射系数圆优化的双模式匹配非规则结构Doherty功率放大器结构框图，包括耦合器(10)、载波放大电路(20)、非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)、峰值放大电路(40)、非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)和合路负载(60)；其特征在于：所述耦合器(10)的上路信号输出端顺序连接载波放大电路中的载波相位补偿线(201)、载波输入匹配网络(202)、载波晶体管(203)和非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)；所述耦合器(10)的下路信号输出端顺序连接峰值放大电路中的峰值相位补偿线(401)、峰值输入匹配网络(402)、峰值晶体管(403)和非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)；所述载波放大电路(20)和峰值放大电路(40)的输出端与合路负载(60)直接相连。

在上述的非规则结构Doherty功率放大器中，耦合器(10)与载波输入匹配网络(202)和峰值输入匹配网络(402)之间设有载波相位补偿线(201)和峰值相位补偿线(401)，分别调节上路和下路信号相位差，使两路信号在输出处相位相同，其中载波输入匹配网络(202)和峰值输入匹配网络(402)采用阶跃阻抗匹配结构设计。

在上述的非规则结构Doherty功率放大器中，非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)和非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)通过一种基于反射系数圆的阻抗优化方法模块来得到所需要的最佳负载阻抗，提高了输出匹配网络所需最佳阻抗的成功率，从而有效地拓展了带宽。此方法模块主要根据微波网络理论，假设史密斯圆图中复阻抗平面上存在任意两个阻抗A和B，由A和B的阻抗值可以计算出其对应的反射系数Γ_AB，选取其中一个阻抗点A作为圆心，以反射系数Γ的模值为半径，令相角θ在0～2π之间变化，就能画出过另一个阻抗点B的等反射系数圆，该圆内的任意阻抗与阻抗点A的反射系数模值均小于|Γ_AB|，从而在优化过程中，只要计算当前阻抗值与目标负载阻抗区域的中心位置Z_opt的反射系数模值，并与设定值比较即可判断该阻抗值是否满足优化目标的要求，从而提高了输出匹配网络优化的成功率。

在上述的非规则结构放大器中，非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)和非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)采用双模式阻抗匹配技术，可满足低功率和饱和功率模式下的阻抗匹配要求，从而保证Doherty放大器实现高回退效率。该采用双模式阻抗匹配技术模块中，在当输入信号较低时，Doherty功率放大器处于低功率模式，非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)需要完成合路点处负载阻抗合至载波放大电路(20)漏极处负载阻抗的阻抗匹配，同时非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)需要将低功率模式下的峰值放大电路(40)的输出阻抗转换到峰值放大电路(40)在合路点的输出阻抗；当输入信号增加至最大时，Doherty功率放大器处于饱和模式，非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)和非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)需要分别将饱和模式下的输出阻抗匹配至最佳负载阻抗；因此满足了低功率和饱和功率时的阻抗匹配要求，保证了Doherty功率放大器实现高回退效率。

在上述的非规则结构放大器中，非规则结构载波双模式输出匹配网络(30)和非规则结构峰值双模式输出匹配网络(50)基于一种平面网格离散形状的非规则结构进行优化设计，此优化设计模块是射频电路平面非规则结构中容易实现的一种结构，其结构打破常规电路拓扑的约束，在设计中将输出匹配网络设计空间离散化为矩形形状的子网格，用0或1对每个子网格进行描述，由此可以生成该设计空间的二进制矩阵编码，在对输出匹配网络实际电路网格离散剖分时，可以根据实际的设计要求及电路空间确定子网格的尺寸大小，因此设计自由度大且结构构型灵活，符合高性能功率放大器的设计需求。

本发明的目的是：一种基于反射系数圆优化的双模式匹配网络Doherty放大器，以实现Doherty功率放大器能够在保证高回退效率下拓展带宽。

为了达到上述效果，本发明提出了一种基于反射系数圆的阻抗优化方法，可以充分利用负载牵引所得的目标阻抗区域，提高输出匹配网络优化的成功率。针对Doherty功率放大器特有的低功率与饱和两个模式，提出一种基于基于反射系数圆的双模式匹配网络优化方法，使优化后的输出匹配网络满足两个模式下所需要的阻抗匹配，并采用平面网格离散形状的非规则结构进行设计，使功率放大器的设计更加灵活，进一步提高了其性能，最后结合改进的优化算法，对Doherty功率放大器进行优化展宽了其带宽。

图4为本发明的基于反射系数圆的阻抗优化目标函数对应阻抗范围图。与传统的目标阻抗区域不同，本发明根据目标负载阻抗区域形状的特点，选取其内切圆作为优化目标区域，提出了一种基于反射系数圆的阻抗优化目标函数。

下面以图4为例，对所提出的目标函数进行说明。负载阻抗Z_a为与目标阻抗区域相内切的反射系数圆上一点，Z_opt和Z^* _opt分别为目标负载阻抗区域的中心位置阻抗与其共轭阻抗。由Z_a和Z_opt可以计算反射系数Γ_a，如式(3)所示。以Z_opt为圆心，以反射系数模值|Γ_a|为半径可以定义一个如图4所示的内切等反射系数圆，其阻抗值如式(4)所示。根据优化过程中负载阻抗Z_L与Z_opt所得反射系数的模值与|Γ_a|的关系，可以制定阻抗优化目标函数，如式(5)所示。当函数值F_Γ(Z_L)小于1时，说明优化后的阻抗值落入预先选定的等反射系数圆内，进而也满足了目标负载阻抗区域的要求。

从图4中可以看出，所得的等反射系数圆内的负载阻抗均位于目标负载阻抗区域内，并且其覆盖的范围比常规目标函数所得的矩形要大，说明所提出的方法可以更有效地利用负载牵引所得的结果，从而提高优化的效率和成功率。

图5为Doherty功率放大器双模式匹配电路原理图。为了能够在功率回退与饱和模式下实现高效率，Doherty功率放大器需要满足低功率与饱和两个模式下的阻抗匹配。Z_{C_low}和Z_{C1_low}分别是主路放大器在功放管漏极和合路点处负载阻抗，Z_{P_out}和Z_{P1_out}则分别表示辅路放大器在功放管漏极及合路点的输出阻抗。Z_{C_sat}、Z_{C1_sat}、Z_{P_sat}和Z_{P1_sat}分别表示主/辅路放大器在不同参考面的负载阻抗。Z_CP为合路点的负载阻抗。

为了满足上述要求，主路非规则输出匹配网络需要分别完成Z_{C1_low}＝Z_CP至特定的阻抗Z_{C_low}的阻抗匹配和Z_{C1_sat}至最佳负载阻抗Z_{C_sat}的匹配。辅路非规则输出匹配网络需要分别完成输出阻抗Z_{P_out}转换到Z_{P1_out}以及Z_{P1_sat}转换至最佳负载阻抗和Z_{P_sat}。因此，Doherty功率放大器满足了阻抗匹配的要求，提高了饱和与回退时的效率，从而实现更宽的工作带宽。

图6为本发明的改进后的Doherty功率放大器输出匹配网络评价过程图。针对宽带Doherty功率放大器，需要对多目标优化方法评价过程以及目标函数进行改进。相对于原有方法，在调用HFSS仿真软件进行建模分析的过程中，增加对于低功率模式下输出阻抗的仿真。

由于改进后的评价过程中，仿真得到了低功率与饱和模式下输出匹配网络的结果，因此，目标函数也需要同时考虑两个模式下的结果。对于Doherty功率放大器中的主路放大器，需要同时满足饱和与低功率时等反射系数圆的约束条件，因此，可以选取下式所示的优化目标函数：

其中，下标中C表示主路放大器，sat和low分别表示饱和与低功率两个模式，L表示负载阻抗，|Γ_{a_C_sat}|表示饱和模式下的反射系数模值，Z_{L_C_sat}和Z_{L_C_low}分别表示饱和与低功率模式下的负载阻抗，Z_{opt_C_sat}和Z^* _{opt_C_sat}分别表示饱和模式下的最佳负载阻抗与其共轭阻抗，Z_{opt_C_low}和Z^* _{opt_C_low}分别表示低功率模式下的最佳负载阻抗与其共轭阻抗。为了用同一个目标函数将两个模式下的反射系数圆关系表示出来，将饱和与低功率两个模式下反射系数目标中较大的值设置为目标函数F_{Γ_C}。这样的话，当优化后的F_{Γ_C}值小于1时，说明两个模式下的目标函数值也小于1，对应的负载阻抗将落入预定的反射系数圆内，从而满足饱和与低功率两个模式时负载牵引的阻抗要求。

对于辅路放大器输出匹配网络的优化，一般来说，功放管截止时的输出阻抗Z_{P_out}通常为复数，并且其实部远小于虚部，因此，其可以近似看做是纯电抗。如果输出匹配网络是无耗的，那么匹配到的Z_{P1_out}也将是近似纯电抗。为了避免对主路放大器产生功率泄漏，通常要求Z_{P1_out}大于某一电抗值。因此，考虑到两个模式下辅路放大器的优化目标函数可以写为：

其中，下标中P表示辅路放大器，sat表示饱和模式，out表示低功率时的输出模式，γ是选定的输出电抗阈值，Im表示阻抗的虚部，L表示负载阻抗，|Γ_{a_P_sat}|表示饱和模式下的反射系数模值，Z_{L_P_sat}表示饱和模式下的负载阻抗，Z_{opt_P_sat}和Z^* _{opt_P_sat}分别表示饱和模式下的最佳负载阻抗与其共轭阻抗。当优化后的F_{Γ_P}值小于1时，说明两个模式下的目标函数值也小于1，对应饱和时的负载阻抗将落入预定的反射系数圆内，辅路放大器在低功率时的输出阻抗将大于阈值γ，从而满足两个模式下对辅路放大器输出匹配网络的要求。

图7(a)为本发明的平面网格离散形状的非规则结构0-1编码形式图，图7(b)为本发明的平面网格离散形状的非规则结构实际电路形式图。在完成上述工作后，引入了平面网格离散形状的非规则结构，并对Doherty功率放大器进行设计。平面网格离散形状的非规则结构是射频电路平面非规则结构中容易实现且设计自由度大的一种结构。图7(a)为0-1编码形式图，在设计中将输出匹配网络设计空间离散化为矩形形状的子网格，用0或1对每个子网格进行描述，由此可以生成该设计空间的二进制矩阵编码，0-1编码可以表征每个子网格空间的电路特性。图7(b)为实际电路形式图，在实际电路中，1表示该网格区域为金属材质，0表示未附着金属。

图8本发明的非规则结构匹配网络优化方法流程图。对于功率放大器的优化设计，首先确定Doherty功率放大器优化设计的带宽、效率等指标，选定晶体管，设计输入匹配网络IMN，其次对输出匹配网络OMN的S参数和负载阻抗提出要求，并对其进行优化，确定平面网格离散形状的非规则结构，对优化算法参数初始化，完成优化设计，接着设计偏置电路，最后用ADS对所设计电路进行仿真，加工实物并测试验证。从图8中可以看出，本文选用平面网格离散形状的非规则结构，采用多目标优化算法对输出匹配网络的设计部分进行了改进，并通过HFSS软件全波仿真离散结构的S参数、负载阻抗等性能指标，将其目标函数结果与适应度要求进行比较。整个流程中多目标优化算法程序通过编程实现，通过调用脚本文件将输出匹配网络的网格型离散结构编码输出至HFSS仿真软件，完成输出匹配网络的结构建模与仿真，并将S参数、负载阻抗等结果返回给算法程序完成优化过程。

下面列举一个实施例。

本实施例Doherty功率放大器工作频率为1.7-2.9GHz，载波功放管203和峰值功放管403均采用CREE的GaN HEMT功放管CGH40010F。载波功放管203偏置在AB类，峰值功放管403偏置在C类。采用3dB 90°耦合器将输出的两路信号的功率比为1:1。

图9本发明实施例中待优化的Doherty功率放大器输出匹配网络图，分别表示非规则结构主路输出匹配网络和非规则结构辅路输出匹配网络。图中红色虚线所围区域是输出匹配网络的优化设计范围，采用20×16的网格型离散结构，左侧为网络输入端，与功放管的漏极相连，右侧为输出端，连接50Ω负载。为了简化优化时的计算量，辅路输出匹配网络中网格型离散结构的优化区域设置与主路输出匹配网络类似，为了满足相位关系，在辅路输出匹配网络优化区域与输出端(合路点)之间采用了特性阻抗为50Ω的传输线。上述微带匹配网络在HFSS中建模和仿真，结果输出至优化算法程序进行个体适应度评价。

根据所提出的基于反射系数圆的双模式匹配网络优化方法，针对设计频段1.7-2.9GHz中最低、中心和最高频率，确定非规则主路输出匹配网络的优化目标函数为：

其中，F_{Γ_C_1.7GHz}、F_{Γ_C_2.3GHz}和F_{Γ_C_2.9GHz}分别为优化程序中的主路输出匹配网络的优化目标1、2和3。

采用类似方法，可以确定3个频率处辅路放大器输出匹配网络的优化目标函数为：

其中，饱和模式下的优化目标条件选取与主路输出匹配网络一致，低功率时输出阻抗Z_{P1_out}虚部(电抗)的阈值选取为50。F_{Γ_P_1.7GHz}、F_{Γ_P_2.3GHz}和F_{Γ_P_2.9GHz}分别为优化程序中的辅路输出匹配网络的优化目标1、2和3。

图10(a)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的主路输出匹配网络优化运行中目标函数均值随优化代数的变化图，图10(b)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的辅路输出匹配网络优化运行中目标函数均值随优化代数的变化图。在图10中，带有空心正方形的线条表示优化目标1的目标函数均值，带有实心圆点的线条表示优化目标2的目标函数均值，带有空心三角形的黑色线条表示优化目标3的目标函数均值。从图10中可以看出，经过50代优化之后，主路和辅路输出匹配网络优化中的目标函数值均能够小于1，满足优化要求。同时也可以发现优化目标1的优化目标函数值收敛速度比其他两个频率略慢。通过对比主路和辅路优化的过程发现，辅路输出匹配网络由于在低功率时的优化目标较为宽松，因此，其目标函数收敛速度比主路输出匹配网络优化的速度快，经过约10代优化后即可接近最终的收敛值。

图11(a)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段内阻抗仿真结果图，图11(b)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的优化后的输出匹配网络图。从图11(a)中可以看出与低功率与饱和两个状态的等反射系数圆对比可知，优化后的主路/辅路输出匹配网络在两个状态下的负载阻抗均在反射系数圆内，可以满足负载牵引所得的功率和效率指标要求。此外，低功率时辅路输出匹配网络的输出阻抗中电抗的绝对值均大于设定的阈值。

图12为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的所设计的宽带Doherty功率放大器结构示意图。当采用基于反射系数圆的双模式匹配网络优化方法设计完成主路/辅路后，采用阶跃阻抗匹配结构设计输入匹配网络，以覆盖所需的1.7-2.9GHz工作带宽。同时，由于主路和辅路放大器在宽频率范围内的相位响应是不同的，因此，使用3dB 90°耦合器代替现有设计中的Wilkinson功率分配器作为输入分配器，以确保输出电流之间适当的相位关系。在上述电路设计基础上，设计了采用平面网格离散形状的非规则结构输出匹配网络的宽带Doherty功率放大器。

图13(a)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的优化后Doherty功率放大器实物照片图，图13(b)为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的优化后Doherty功率放大器测试结果图。实物设计采用Wolfspeed CGH40010F GaN HEMT功放管对1.7-2.9GHz宽带Doherty功率放大器进行了加工，所用介质基板为在ε_r＝3.55，h＝30mil的Taconic RF35板材。为方便起见，采用Anaren X3C22E1-03S 3dB 90°耦合器作为输入功率分配器。在图13中，带有实心方块的红色线条表示本实施例的饱和时效率和频率的关系线条，带有实心圆点的蓝色线条表示本实施例的6dB功率回退可以实现的效率和频率的关系线条，带有空心圆点的蓝色线条表示本实施例的6dB功率回退可以实现的增益和频率的关系线条，带有空心方块的红色线条表示本实施例的饱和时的增益和频率的关系线条。从图中可以看出于6dB回退功率时，效率在49％-59％范围内，最大增益约为13.5dB，且增益波动小于3dB。对于饱和模式，对应效率在57％-68％之间，增益约为10dB。

图14为本发明实施例在1.7-2.9GHz频段上的不同频率下测得的Doherty功率放大器效率和增益与输出功率的关系。在图14中，带有实心三角形的蓝色线条表示本实施例的1.7GHz和2.4GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条，带有空心三角形的蓝色线条表示本实施例2.0GHz和2.7GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条，带有实心正方形的黑色线条表示本实施例的1.8GHz和2.5GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条，带有空心正方形的黑色线条表示本实施例的2.1GHz和2.8GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条，带有实心圆点的红色线条表示本实施例的1.9GHz和2.6GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条，带有空心圆点的红色线条表示本实施例的2.2GHz和2.9GHz的效率以及增益和输出功率的关系线条。从图中可以看出在1.7到2.9GHz频率范围内，放大器饱和输出功率大于43.5dBm，效率曲线具有较明显的Doherty工作特性，整体效率比较高。此外，功率放大器的增益，输出功率和效率在整个工作频带上能够保持较好的一致性，实现了53％的相对工作带宽。