具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：

实施例1、

同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制系统，如图1所示，包括第一减法器、速度PI调节器、第二减法器、磁链计算模块、第三减法器、转矩滞环模块、磁链滞环模块、电压矢量选择表、三相整流/逆变器、定子电压矢量计算模块、定子电流矢量计算模块、定子磁链和转矩估算模块、转速估算模块和同步磁阻电机；

第一减法器的输入与转速估算模块的输出相连接，速度PI调节器的输入和第一减法器的输出相连接，磁链计算模块的输入分别与速度PI调节器的输出、转速估算模块的输出相连接，第二减法器的输入分别与速度PI调节器的输出、定子磁链和转矩估算模块的输出相连接，第三减法器的输入分别与磁链计算模块的输出、定子磁链和转矩估算模块的输出相连接，转矩滞环模块的输入与第二减法器的输出相连接，磁链滞环模块的输入与第三减法器的输出相连接，电压矢量选择表的输入分别与转矩滞环模块的输出、磁链滞环模块的输出、定子磁链和转矩估算模块的输出相连接，定子电压矢量计算模块的输入分别与电压矢量选择表的输出、三相整流/逆变器的输出相连接相连接，定子磁链和转矩估算模块的输入分别与定子电压矢量计算模块的输出、定子电流矢量计算模块的输出相连接，转速估算模块的输入分别与定子电压矢量计算模块的输出、定子电流矢量计算模块的输出相连接，三相整流/逆变器的输入与电压矢量选择表的输出相连接，定子电流矢量计算模块的输入分别与同步磁阻电机的输出、三相整流/逆变器的输出相连接，同步磁阻电机的输入与三相整流/逆变器的输出相连接。

利用上述同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制系统的进行控制的方法具体为：

步骤1、通过两相电阻采样测得同步磁阻电机的三相坐标系下的两相实际电流i_a和i_b，并输出三相坐标系下的两相实际电流i_a和i_b到定子电流矢量计算模块；

步骤2、定子电流矢量计算模块根据步骤1输入的三相坐标系下的两相实际电流i_a和i_b，如图2所示，经Clarke变换得出实际静止两相坐标系下的α轴电流分量i_α、β轴电流分量i_β，并将实际静止两相坐标系下的α轴电流分量i_α、β轴电流分量i_β输出到定子磁链和转矩估算模块，同时将α轴电流分量i_α、β轴电流分量i_β输出给与转速估算模块；

Clarke变换是将三相静止坐标系的各物理量变换到两相静止坐标系中，同步磁阻电机是一个多变量、强耦合和非线性的复杂系统，为实现其解耦控制，这里引入Clarke变换：在三相静止坐标系下，定子电流i_a、i_b、i_c互差120°，且满足i_a+i_b+i_c＝0，根据三相磁动势和两相磁动势相等原理，可以将三相电流i_a、i_b、i_c投影到两相电流i_α、i_β上，α轴与a轴重合，变换矩阵如下式(29)：

步骤3、三相整流/逆变器将直流侧母线电压值u_dc输入到定子电压矢量计算模块，其中，直流侧母线电压来源于电机供电的母线。

步骤4、定子电压矢量计算模块根据输入的各开关管状态信息S_a、S_b、S_c和步骤3输入的直流侧母线电压值u_dc，如图3所示，通过Clarke变换得出实际静止两相坐标系下的α轴电压分量u_α和β轴电压分量u_β并将实际静止两相坐标系下的α轴电压分量u_α和β轴电压分量u_β输出到定子磁链和转矩估算模块，同时输出到转速估算模块；

步骤5、定子磁链和转矩估算模块根据步骤2输入的实际静止两相坐标系下的α轴电流分量i_α、β轴电流分量i_β、步骤4输入的α轴电压分量u_α和β轴电压分量u_β，如图4所示，经计算得出磁链角θ、定子磁链ψ_s和估算转矩T_e，并将磁链角θ输出到电压矢量选择表，将定子磁链ψ_s输出到第三减法器，将估算转矩T_e输出到第二减法器；

定子磁链ψ_s、磁链角θ和估算转矩T_e根据如下公式计算所得：

其中，R_s为定子电阻，p为极对数，ψ_α为两相静止坐标系下α轴定子磁链分量，ψ_β为两相静止坐标系下β轴定子磁链分量；

步骤6、转速估算模块根据步骤2输入的实际静止两相坐标系下的α轴电流分量i_α、β轴电流分量i_β、步骤4输入的α轴电压分量u_α和β轴电压分量u_β，经计算得出估算转速ω，并将估算转速ω分别传输到第一减法器和磁链计算模块；

估算转速ω的计算公式如下：

步骤7、将给定电机转速ω*输入到第一减法器，并将功率因数角输入到磁链计算模块；功率因数角给定电机转速ω*均为外部直接输入的常数。

步骤8、第一减法器根据步骤7输入的给定电机转速ω*和步骤6输入的估算转速ω，经运算得出速度差值Δω,并将速度差值Δω输出到速度PI调节器，其中速度差值Δω为：

Δω＝ω*-ω (6)

步骤9、速度PI调节器根据步骤8输入的速度差值Δω，经计算得出电机的实际转矩T_e ^*，并将实际转矩T_e ^*输出到第二减法器和磁链计算模块；

步骤10、磁链计算模块根据步骤9输入的电机的实际转矩T_e ^*、步骤6输入的估算转速ω、步骤7输入的功率因数角如图5所示，经计算得出定子磁链幅值ψ^* _s，并将定子磁链幅值ψ^* _s输出到第三减法器；

磁链计算模块的实现方法如下：

同步磁阻电机在稳定运行时，根据双反应理论，不计电机铁耗，可得到稳态时电动机的电压方程如下:

其中，u_d为电机直轴电压，u_q为电机交轴电压，R_s为定子电阻，L_d为电机直轴电感、L_q为电机交轴电感，i_d为电机直轴电流，i_q为电机交轴电流，X_q为电机交轴感抗，X_d为电机直轴感抗。

根据感抗公式：

电压方程(7)可以改为：

同步磁阻电机运行时的视在功率为：

S＝(u_di_d+u_qi_q)+j(u_qi_d-u_di_q) (10)

其中，j为复数的虚数单位；

式(10)中，令P＝u_di_d+u_qi_q表示同步磁阻电机的有功功率，Q＝u_qi_d-u_di_q表示同步磁阻电机的无功功率：

将式(9)代入(11)中得：

功率因数方程为：

联立式(12)和式(13)，得：

为了简化运算，令式(14)中

式(14)改写为下式:

同步磁阻电机在两相旋转坐标系(d-q坐标系)实际转矩T_e ^*的转矩方程可以表述为：

根据以上分析，当电机功率因数角以及估算转速ω确定后，式(14)中电机直轴电流i_d和电机交轴电流i_q具有确定的函数关系，当电机稳态运行时，即实际转矩T_e ^*一定时，联立(15)和(16)可得到i_d、i_q如下：定子

然后根据磁链方程(16)和上式(17)，推导出的dq轴电流，进而得到定子磁链幅值ψ^* _s如下式：

其中，T_e ^*表示同步磁阻电机实际转矩，p表示极对数，ψ_d,ψ_q表示磁链在直轴d、交轴q的投影分量。

步骤11、第二减法器根据步骤9输入的实际转矩T_e ^*、步骤5输入的估算转矩T_e，经计算得出转矩差值ΔT_e，并将转矩差值ΔT_e输出到转矩滞环模块，其中转矩差值ΔT_e：

ΔT_e＝T_e ^*-T (19)

步骤12、第三减法器根据步骤10输入的定子磁链幅值ψ^* _s、步骤5输入的定子磁链ψ_s，经计算得出定子磁链差值Δψ_s，再并将定子磁链差值Δψ_s输出到磁链滞环模块，其中定子磁链差值：

Δψ_s＝ψ^* _s-ψ_s (20)

步骤13、转矩滞环模块根据步骤11输入的转矩差值ΔT_e，经滞环比较器输出经滞环比较器输出转矩控制信号ST，并将转矩控制信号ST输出到电压矢量选择表；

对于转矩的控制，本方法采用滞环比较器实现，其原理框图如图6所示，其中转矩控制信号ST的含义为：当ST＝-1时，减小电磁转矩；当ST＝0时，转矩保持不变；当ST＝1时，增大电磁转矩。

步骤14、磁链滞环模块根据步骤12输入的定子磁链差值Δψ，经滞环比较器输出磁链控制信号SF，并将磁链控制信号SF输出到电压矢量选择表；

对于定子磁链的控制，本方法采用滞环比较器实现，其原理框图如图7所示。其中SF的含义如下：当SF＝0时，减小定子磁链幅值ψ^* _s；当SF＝1时，增大定子磁链幅值ψ^* _s。

步骤15、电压矢量选择表根据步骤5输入的磁链角θ所在的区间、步骤13输入的转矩控制信号ST、步骤14输入的磁链控制信号SF，得出各开关管状态信息S_a、S_b、S_c并输出到定子电压矢量计算模块，同时，通过各开关管状态信息S_a、S_b、S_c控制三相整流/逆变器的开关状态，从而实现同步磁阻电机的运行。

实施例2、

同步磁阻电机基于最优磁链角的变磁链直接转矩控制系统，根据不同转速下的最优功率角，结合电磁转矩方程可以得到不同转矩状态下的磁链幅值，并根据电机运行状态进行实时调整，降低系统损耗，使得电机在最大功率因数下运行，与实施例1不同之处仅在于：

在实施例1的磁链计算模块分为最优磁链角计算子模块和基于最优磁链角的磁链计算子模块，相应的，基于最优磁链角的磁链计算子模块的输入与分别与速度PI调节器的输出、最优磁链角计算子模块的输出相连接，基于最优磁链角的磁链计算子模块的输出作为所述磁链计算模块的输出，最优磁链角计算子模块的输入与转速估算模块的输出相连接，其余模块和连接关系均一致，如图8所示；

利用上述同步磁阻电机基于最优磁链角的变磁链直接转矩控制系统的进行控制的方法具体为：

步骤1、同实施例1步骤1；

步骤2、同实施例1步骤2；

步骤3、同实施例1步骤3；

步骤4、同实施例1步骤4；

步骤5、同实施例1步骤5；

步骤6、同实施例1步骤6；

步骤7、将给定电机转速ω*输入到第一减法器，给定电机转速ω*为外部直接输入的常数；

步骤8、同实施例1步骤8；

步骤9、同实施例1步骤9

步骤10、磁链计算模块经计算得出定子磁链给定值ψ^* _s并输出到第三减法器，具体过程如下：

步骤10.1、最优磁链角计算子模块根据输入的估算转速ω，经计算得出最优磁链角θ^*，并将最优磁链角θ^*输出到基于最优磁链角的磁链计算子模块，最优磁链角计算子模块的实现方法如下：

对于每一个控制周期，转矩由转速PI控制器给定，可视为常量，此时的定子磁链幅值ψ^* _s和磁链角θ关系如式(21)所示，可以得到，在定子磁链幅值ψ^* _s和磁链角θ其中一个变量确定后，另一个变量也随之确定。

式(21)中L_d、L_q分别表示电机直轴、交轴电感；p表示极对数；T_e为电机的估算转矩，ψ^* _s为电机的定子磁链幅值。

同步磁阻电机在稳定运行时直轴、交轴电压保持不变，其公式如下：

功率方程为：

将式(22)代入式(23)并根据定子磁链幅值与d、q轴的关系可得：

其中，R_s表示定子电阻；

功率因数方程为：

将式(24)和(25)代入功率因数方程式(26)，得到功率因数与转速和磁链角的关系式：

式(27)中R_s表示定子电阻，θ为磁链角，ω为电机估算转速，L_d、L_q分别表示电机直轴、交轴电感，p表示极对数。

可以看出，当电机稳态运行时，功率因数与磁链角θ具有确定的函数关系即换句话说，当转速达到稳态时，总有一个对应的磁链角θ使得功率因数达到最大，根据公式(27)得到的功率因数与磁链角θ的关系如图9。

将功率因数最大时对应的磁链角θ带入到式(28)中即可得到与最优功率角θ^*对应的定子磁链幅值：

根据上述分析，同步磁阻电机基于最优磁链角的变磁链直接转矩控制系统的进行控制，针对电机运行的状态，磁链幅值给定分为两个阶段进行。

首先，根据公式(27)、(28)可知，最优磁链角θ^*是在电机稳定运行条件下得到的，因此在电机启动阶段仍需采用恒定磁链幅值直接转矩控制策略，电机以额定转矩运行，输出最大转矩用于克服惯性负载并使电机加速到给定运行状态，保持了转矩控制的快速性特点；其次，当电机运行至稳态时，根据公式(27)计算得到不同给定速度时对应的最大磁链角，进而采用基于最优磁链角的变磁链幅值控制策略。

步骤10.2、基于最优磁链角的磁链计算子模块根据输入的电机的实际转矩T_e ^*、最优磁链角θ^*，经计算得出定子磁链幅值ψ^* _s，并将定子磁链幅值ψ^* _s输出到第三减法器；

步骤11、同实施例1步骤11；

步骤12、同实施例1步骤12；

步骤13、同实施例1步骤13；

步骤14、同实施例1步骤14。

实验1：

按实施例1对同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制系统进行仿真。在给定速度分别为100rpm、1000rpm、1500rpm、3000rpm时对实施例1的同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制(PFA-DTC)系统在不同负载(空载、半载、满载)的条件下进行了仿真，并与传统定磁链直接转矩控制(传统DTC)进行了对比分析，仿真结果如下表1所示。

表1本方法与传统DTC启动仿真数据对比表

由表1可以看出，传统DTC在整个运行过程中定子磁链幅值保持不变，而实施例1的同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制(PFA-DTC)系统能够根据转矩的变化进行磁链幅值的实时调整。相比传统DTC，实施例1的同步磁阻电机基于功率因数角的变磁链直接转矩控制(PFA-DTC)系统降低了稳态时的转矩脉动，尤其空载或轻载条件下的转矩脉动更是大幅降低，并且稳态转速波动也有所降低，同时，本方法提高了电机稳态运行时的功率因数，达到了发明的目的。

实验2：

本方法实施例2同步磁阻电机基于最优磁链角的变磁链直接转矩控制系统提出的基于最优磁链角的变磁链幅值理论，根据不同转速下的最优功率角，结合电磁转矩方程可以得到不同转矩状态下的磁链幅值，并根据电机运行状态进行实时调整，使得电机在最大功率因数下运行。同步磁阻电机在额定转速3000rpm范围内，对基于最优磁链角的同步磁阻电机变磁链直接转矩控制进行了空载启动、半载启动、满载启动仿真，实现了电机的稳态运行，仿真结果如下表2所示。

表2本方法实施例2与传统DTC启动仿真数据对比表

由表2中可以看出，实施例2相比与传统DTC不同转速下的最优磁链角进行磁链幅值的给定，因此该变磁链幅值控制方案在不同负载下都能保持较高的功率因数。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。