阅读说明：本技术 一种双向变换器及其调制方法 (Bidirectional converter and modulation method thereof ) 是由 刘亮 申智 程林 陈方林 陈强云 方伟 董浩 于 2020-11-27 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种双向变换器及其调制方法,该方法包括：依据检测到的双向变换器两侧的总母线电压,判断双向变换器是否满足单双级调制切换条件；在满足单双级调制切换条件时,控制双向变换器切换调制,并在切换调制时加入电流前馈和电压前馈；在完成切换调制之后,切除电流前馈；从而在现有控制策略的基础上,在切换调制模式的瞬间增加输出电流和输出电压的占空比前馈,可保证输出电流和输出电压的稳定。并且,采用的是软件控制方式,避免了采用硬件电路增加的成本的问题,控制简单、易实现,提高系统稳定性。(The invention provides a bidirectional converter and a modulation method thereof, wherein the method comprises the following steps: judging whether the bidirectional converter meets a single-stage and double-stage modulation switching condition or not according to the detected total bus voltage on two sides of the bidirectional converter; when the single-stage modulation and double-stage modulation switching conditions are met, the bidirectional converter is controlled to switch and modulate, and current feedforward and voltage feedforward are added during switching and modulating; after the switching modulation is completed, cutting off the current feed-forward; therefore, on the basis of the existing control strategy, duty ratio feedforward of output current and output voltage is increased at the moment of switching the modulation mode, and the stability of the output current and the output voltage can be ensured. In addition, a software control mode is adopted, the problem of cost increase caused by the adoption of a hardware circuit is solved, the control is simple and easy to realize, and the system stability is improved.)

一种双向变换器及其调制方法

技术领域

本发明属于双向变换器技术领域，更具体的说，尤其涉及一种双向变换器及其调制方法。

背景技术

双向DC/DC变换器拓扑如图1所示，其两侧的总电压通常不同；当电流从高压侧流向低压侧时，运行在buck模式；当电流从低压侧流向高压侧时，运行在boost模式；buck模式和boost模式自由切换，但在两侧的总电压接近或相等时，两种模式会频繁切换，且输出纹波较大。

现有技术提出一种平滑切换控制方法，通过外部硬件电路将工作模式分为buck模式、boost模式以及buck-boost模式三种，0.8Vo<Vin<1.25Vo时运行在buck-boost模式，buck模式和boost模式以载波控制周期交替执行，Vin为输入电压、Vo为输出电压；该方案虽然可实现buck模式和boost模式平滑切换，但增加了硬件电路和成本，且控制复杂。

另一种方案提出，在软件控制上采用双级调制策略来代替buck-boost模式，区别于常规单级调制仅高压侧进行斩波控制的方式，双级调制时其两侧开关管都进行斩波控制；该方案虽然可避免buck模式和boost模式频繁切换，但单双级调制切换时会造成输出电流和输出电压的大幅波动，影响系统稳定运行。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种双向变换器及其调制方法，用于在切换调制方式的瞬间，保证输出电流和输出电压的稳定，控制简单、易实现，提高系统稳定性。

本发明第一方面公开了一种双向变换器的调制方法，包括：

分别检测所述双向变换器两侧的总电压；

依据两侧的所述总电压，判断所述双向变换器是否满足单双级调制切换条件；

在所述双向变换器满足单双级调制切换条件时，控制所述双向变换器切换调制方式，并在切换调制方式时加入电流前馈和电压前馈；

在调制方式切换完成之后，切除所述电流前馈。

可选的，在切换调制方式时加入电流前馈，包括：

以所述电流前馈替换所述双向变换器的电流环调节器的积分量。

可选的，在所述加入电流前馈之前，还包括：

确定所述电流前馈。

可选的，确定所述电流前馈包括：

依据所述双向变换器的桥臂电感值、切换时间以及两侧的所述总电压，确定所述双向变换器的切换参数；

依据所述双向变换器的实际电流值和所述切换参数，得到所述电流前馈。

可选的，依据所述双向变换器的实际电流值和所述切换参数，得到所述电流前馈，包括：

以所述双向变换器的实际电流值和所述切换参数的乘积，作为所述电流前馈。

可选的，确定所述切换参数所采用的公式为：

其中，K为所述切换参数，L为所述桥臂电感值，△t为所述切换时间，U₁为所述双向变换器第一侧的总电压，U₂为所述双向变换器第二侧的总电压。

可选的，所述电流前馈仅在切换调制方式的瞬间作用一个载波周期。

可选的，在切换调制方式时加入电压前馈，包括：

以所述电压前馈对所述双向变换器的电流环调节器的输出量进行叠加。

可选的，所述电压前馈为实时计算值或者切换调制方式时的瞬时计算值。

可选的，所述实时计算值和所述瞬时计算值为：

在计算时刻，所述双向变换器两侧的所述总电压中较小值与较大值之间的比值。

可选的，

若所述双向变换器两侧的所述总电压满足U₁≤U₂，则所述电压前馈所采用的计算公式为

若所述双向变换器两侧的所述总电压满足U₁>U₂，则所述电压前馈所采用的计算公式为

其中，U₁为所述双向变换器第一侧的所述总电压，U₂为所述双向变换器第二侧的所述总电压，U_duty为所述电压前馈。

可选的，在调制方式切换完成之后，还包括：

使施加在所述双向变换器上的电压前馈与所述双向变换器的当前调制方式相匹配。

可选的，在所述双向变换器处于双级调制方式时，所述电压前馈为预设值。

可选的，所述预设值处于0.85～0.95范围内。

可选的，在所述双向变换器处于单级调制方式时，所述电压前馈为实时计算值或者进入单级调制方式时的瞬时计算值。

可选的，所述实时计算值为：

所述双向变换器两侧的所述总电压中较小值与较大值之间的比值。

可选的，若所述双向变换器两侧的所述总电压满足U₁≤U₂，则所述电压前馈所采用的计算公式为

若所述双向变换器两侧的所述总电压满足U₁>U₂，则所述电压前馈所采用的计算公式为

其中，U₁为所述双向变换器第一侧的所述总电压，U₂为所述双向变换器第二侧的所述总电压，U_duty为所述电压前馈。

可选的，所述双向变换器处于单级调制方式或双级调制方式时，其控制策略为电流闭环或者电压电流双闭环。

本发明第二方面公开了一种双向变换器，其特征在于，包括：控制器、检测模块以及主电路；其中：

所述主电路的两侧分别作为所述双向变换器的第一侧和第二侧，且所述第一侧和所述第二侧分别设置有相应的总母线电容；

所述控制器分别与所述主电路的控制端以及所述检测模块的输出端相连，用于执行本发明第一方面任一项所述的双向变换器的调制方法。

可选的，所述主电路，包括：第一电感、第二电感、第一侧支路以及第二侧支路；

所述第一侧支路和所述第二侧支路均包括：上桥臂、下桥臂、正半母线电容、负半母线电容、正极继电器以及负极继电器；

所述上桥臂与所述正半母线电容并联连接，所述下桥臂与所述负半母线电容并联连接；

所述上桥臂和所述下桥臂均包括两个串联连接的内管和外管，所述内管和所述外管的连接点作为相应桥臂的中点，且所述上桥臂和所述下桥臂通过所述内管串联连接；

所述上桥臂的中点通过所述第一电感进行连接，所述下桥臂的中点通过所述第二电感进行连接；

所述正极继电器设置于相应总母线电容与所述正半母线电容之间的正极母线上；

所述负极继电器设置于相应总母线电容与所述负半母线电容之间的负极母线上。

可选的，所述正极继电器和所述负极继电器均并联有串联连接的电阻和二极管；

所述二极管的方向与相应侧正负半母线电容充电的电流方向相同。

从上述技术方案可知，本发明提供的一种双向变换器的调制方法，包括：分别检测双向变换器两侧的总母线电压；依据两侧的总母线电压，判断双向变换器是否满足单双级调制切换条件；在双向变换器满足单双级调制切换条件时，控制双向变换器切换调制，并在切换调制时加入电流前馈和电压前馈；在完成切换调制之后，切除电流前馈；从而在现有控制策略的基础上，在切换调制模式的瞬间增加输出电流和输出电压的占空比前馈，可保证输出电流和输出电压的稳定。并且，采用的是软件控制方式，避免了采用硬件电路增加的成本的问题，控制简单、易实现，提高系统稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的一种双向DC/DC变换器的示意图；

图2是本发明实施例提供的一种双向变换器的调制方法的流程图；

图3是现有技术提供的一种双向变换器的调制方法的控制框图；

图4是本发明实施例提供的一种双向变换器的调制方法的控制框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

本发明实施例提供一种双向变换器的调制方法，用于解决现有技术中单双级调制切换时会造成输出电流和输出电压大幅波动，影响系统稳定运行的问题。

该双向变换器的调制方法，参见图2，包括：

S101、分别检测双向变换器两侧的总电压。

具体的，检测该双向变换器第一侧的总电压，以及，检测该双向变换器第二侧的总电压。

可以通过两个电压采集单元分别检测双向变换器两侧的总电压；其具体检测过程在此不再一一赘述，均在申请的保护范围内。

该双向变换器可以是如图1所示的双向DC/DC变换器，当该双向变换器应用于储能系统时，其两侧的总电压分别为电池侧总电压(如图1所示的Vbat+与Vbat-之间的电压)和母线侧总电压(如图1所示的Vbus+与Vbus-之间的电压)。

S102、依据双向变换器两侧的总电压，判断双向变换器是否满足单双级调制切换条件。

具体的，可以将双向变换器两侧的总电压进行比较，在两侧总电压的比值超出预设范围时，可以满足双级调制切换至单级调制的条件；在两侧总电压的比值处于预设范围内时，可以满足单级调制切换至双级调制的条件；该预设范围可以是指1左右的范围，比如[0.8，1.25]，或者[0.9，1.1]，在此不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

上述说明仅是一种示例，步骤S102的具体过程，此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

S103、在双向变换器满足单双级调制切换条件时，控制双向变换器切换调制方式，并在切换调制方式时加入电流前馈和电压前馈。

双向变换器有两种调制方式，分别为单级调制方式和双级调制方式；例如在0.9Vo<Vin<1.1Vo运行双级调制方式，其他范围运行单级调制方式；Vin为输入电压，Vo为输出电压。其中，双级调制方式时，双向变换器两侧的开关管都进行斩波控制：单级调制方式，仅双向变换器一侧的开关管进行斩波控制，如高压侧的开关管进行斩波控制。

在单级调制方式时，双向变换器两侧的总电压相差较小时存在占空比丢失，导致输出电流电压波动较大的问题；混合调制策略在单双级调制切换时，输出电流电压波动较大也较大。由于电压稳定是电流稳定的前提，因此，在切换调制方式瞬间加入电流前馈和电压前馈，以补充电流所需的占空比，从而使得切换调制方式的瞬间双向变换器的电流和电压稳定。

S104、在调制方式切换完成之后，切除电流前馈。

在切换调制方式的瞬间，会导致双向变换器的电流波动较大，在调制方式切换完成之后，双向变换器的电流趋向平稳，因此，在调制方式切换完成之后，可以切除电流前馈。

在实际应用中，电流前馈仅在切换调制方式的瞬间作用一个载波周期；也即，切换调制方式过程也仅需一个载波周期即可完成，电流前馈作用一个载波周期，双向变换器的电流即可平稳转换，可保证输出电流的稳定；在正常运行时电流前馈量为零，以保证电流的动态响应能力，同时可实现电流的平滑过渡。

本实施例提供的双向变换器的调制方法，通过上述原理，能够解决单双级调制切换过程中，占空比异常引起的电流电压突变问题，提高系统运行稳定性。并且，采用的是软件控制方式，避免了采用硬件电路增加的成本的问题，控制简单、易实现，提高系统稳定性。

在上述实施例中，在切换调制方式时加入电流前馈，其具体实现形式是：以该电流前馈替换双向变换器的电流环调节器的积分量(如图4所示的Vr)；也即，在调制方式切换的瞬间，将双向变换器的电流环调节器的积分量清零，并以电流前馈进行叠加、作为电流环调节器的输出量，并在调制方式切换完成之后，将该电流前馈切除、恢复电流环调节器的积分量Vr。

在实际应用中，在步骤S103所涉及的加入电流前馈之前，还包括：确定电流前馈。

确定电流前馈的具体过程为：

(1)依据双向变换器的桥臂电感值、切换时间以及两侧的总电压，确定双向变换器的切换参数。

在实际应用中，确定切换参数所采用的公式为：

其中，K为切换参数，L为桥臂电感值，△t为切换时间，U₁为双向变换器第一侧的总电压，U₂为双向变换器第二侧的总电压。也就是说，切换参数与桥臂电感值呈正比例相关，与切换时间、第二侧的总电压以及第一侧的总电压呈反比例相关。

同样以储能系统的双向变换器为例，此时确定切换参数所采用的公式为：

其中，V_bat为双向变换器电池侧的总电压，V_bus为双向变换器母线侧的总电压。

双向变换器的应用场景，此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

(2)依据双向变换器的实际电流值和切换参数，得到电流前馈。

具体的，得到电流前馈的具体工作过程为：以双向变换器的实际电流值和切换参数的乘积，作为电流前馈。即得到电流前馈所采用的公式为：

I_duty＝K*I_fed；

其中，I_duty为电流前馈，其关联参考方向；K为切换参数；I_fed为实际电流值。也即，该电流前馈与切换参数和实际电流值为正相关；以实际电流值为例，实际电流值越大，电流前馈越大，实际电流值越小，电流前馈越小；切换参数同理，此处不再赘述。

需要说明的是，该双向变换器的启动运行瞬间为一种特殊的切换瞬间，在该瞬间，双向变换器的实际电流值I_fed为零，然后将逐渐增大；也即，该双向变换器在该启动运行瞬间的电流前馈I_duty也为零，然后再逐渐增大。

在上述实施例中，在切换调制方式时加入电压前馈，其具体实现形式是：以该电压前馈对双向变换器的电流环调节器的输出量(如图4所示的U_duty所作用的加法器的另一输入信号)进行叠加；也即，在调制方式切换完成之后，在双向变换器的电流环调节器的输出量上，叠加与双向变换器当前调制方式相匹配的电压前馈。

该电压前馈具体可以是切换调制方式时的瞬时计算值，也可以是抗干扰性更强的实时计算值。

不论是取实时计算值还是瞬时计算值，其计算所要求得的结果均是指：在计算时刻，该双向变换器两侧的总电压中较小值与较大值之间的比值。

若双向变换器两侧的总电压满足U₁≤U₂，则电压前馈所采用的计算公式为

若双向变换器两侧的总电压满足U₁>U₂，则电压前馈所采用的计算公式为

其中，U₁为双向变换器第一侧的总电压，U₂为双向变换器第二侧的总电压，U_duty为电压前馈。

需要说明的是，当双向变换器应用于储能系统时，其两侧的总电压可以是电池侧的总电压和母线侧的总电压。若双向变换器两侧的总电压满足V_bat≤V_bus，则电压前馈所采用的计算公式为若双向变换器两侧的总电压满足V_bat>V_bus，则电压前馈所采用的计算公式为其中，V_bat为双向变换器电池侧的总电压，V_bus为双向变换器母线侧的总电压。

上述关于电压前馈公式中，双向变换器两侧的总电压中较大值作为分母，双向变换器两侧的总电压中较小值作为分子，也即该电压前馈的取值应小于等于1。

为了避免单级调制方式和双级调制方式电压不匹配而导致电压波动较大的问题，优选的，在双向变换器处于双级调制方式时，也施加电压前馈，进而确保双向变换器的电压波动较小、保证双向变换器的电压稳定。另外，在双向变换器处于单级调制方式时，其电压波动较小，因此，在双向变换器处于单级调制方式时，可施加电压前馈，比如一个实时计算值，也可不施加电压前馈、即保持电压前馈为进入单级调制方式时的瞬时计算值；当然，施加电压前馈的抗干扰性强，可以进一步保证双向变换器电压电流的稳定，所以更为优选；是否施加电压前馈此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

也即，步骤S104中，在调制方式切换完成之后，还包括：使施加在双向变换器上的电压前馈与双向变换器的当前调制方式相匹配。

具体的，可以在双向变换器为单级调制方式下，施加单级调制方式对应的电压前馈；而在双向变换器为双级调制方式下，施加双级调制方式对应的电压前馈；从而，在不同调制方式下施加匹配的电压前馈可用于抑制电压波动带来的影响，在切换瞬间可保证输出电压的稳定。这样，电压前馈的作用是一直施加在双向变换器上的，只是在每一次调制方式切换之后，均需要使施加在双向变换器上的电压前馈与双向变换器的当前调制方式相匹配，以获得更为稳定的输出电压。

下面分别对双向变换器处于单级调制方式以及双向变换器处于双级调制方式，这两种情况下，电压前馈的取值进行说明。

(1)在双向变换器处于单级调制方式时，电压前馈为实时计算值或者进入单级调制方式时的瞬时计算值。

该实时计算值和瞬时计算值可以为：在计算时刻，双向变换器两侧的总电压中较小值与较大值之间的比值。

具体的，若双向变换器两侧的总电压满足U₁≤U₂，则电压前馈所采用的计算公式为

若双向变换器两侧的总电压满足V_bat>V_bus，则电压前馈所采用的计算公式为

其中，U₁为双向变换器第一侧的总电压，U₂为双向变换器第二侧的总电压，U_duty为电压前馈。

需要说明的是，当双向变换器应用于储能系统时，其两侧的总电压可以是电池侧的总电压和母线侧的总电压。若双向变换器两侧的总电压满足V_bat≤V_bus，则电压前馈所采用的计算公式为若双向变换器两侧的总电压满足V_bat>V_bus，则电压前馈所采用的计算公式为其中，V_bat为双向变换器电池侧的总电压，V_bus为双向变换器母线侧的总电压。

上述关于电压前馈公式中，双向变换器两侧的总电压中较大值作为分母，双向变换器两侧的总电压中较小值作为分子，也即该电压前馈的取值应小于等于1。

(2)在双向变换器处于双级调制方式时，电压前馈为预设值。

在双向变换器处于双级调制方式时，为提高电压利用率，且避免死区影响，电压前馈的取值是固定的；不需要随着第一侧的总电压和第二侧的总电压的变化而变化。该预设值可以处于0.85～0.95范围内；也即，从该0.85～0.95范围内取一个值作为预设值。该预设值的取值，在此不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

在上述实施例中，双向变换器处于单级调制方式或双级调制方式时，其控制策略为电流闭环或者电压电流双闭环。

以电压电流双闭环为例进行说明：

现有技术中双向变换器控制策略为常规的电压电流双闭环控制策略(如图3所示)，其在调制方式切换时，无法解决输出电压电流大幅波动的问题。

而本实施中，如图4所示，电压电流双前馈平滑切换控制策略。将调度电压指令U_ref与实际电压值U_fed求差，再进行PI调节和以I_max和I_min为界的限幅控制，得到调度电流指令I_ref；接着将调度电流指令I_ref与实际电流值I_fed求差，再进行PI调节，得到电流环调节器的积分量V_r；然后在调制方式切换的瞬间，在积分量V_r替换为电流前馈I_duty；并且在一个载波周期后，使电流前馈I_duty切除，即控制开关挂回积分量V_r处；也即，该电流环调节器的输出量在某一调制模式下为积分量V_r，而在调制方式切换的瞬间为电流前馈I_duty；另外，还在电流环调节器的输出量上叠加匹配的电压前馈U_duty；最终得到相应的脉冲调制波PWM，再以脉冲调制波PWM进行自身主电路相应侧的开关管控制。其中，I_max为限幅最大值，I_min为限幅最小值。

值得说明的是，现有技术中还采用降功率切换或停机切换来实现buck模式和boost模式自由切换，对于双向DC/DC变换器仅运行电流环控制模式，此方案可行，但双向DC/DC变换器运行电压电流双环控制模式且控制输出电压时，降功率切换或停机切换方案不可行。

而本实施例中，只是通过施加电流前馈和电压前馈，来实现调制方式的平稳切换；因此，解决了单双级调制降功率或停机切换问题，实现满功率运行时混合调制在线平滑切功能，其适用面更广、更利于普遍推行使用。

本发明实施例提供了一种双向变换器，参见图1，包括：控制器(未进行图示)、检测模块(未进行图示)以及主电路10；其中：

主电路10的两侧分别作为双向变换器的第一侧和第二侧，且第一侧和第二侧分别设置有相应的总母线电容(如图1所示的C_bat、C_pv)；具体的总母线电容C_bat设置在第一侧，总母线电容C_pv设置在第二侧。

具体的，以储能系统的双向变换器为例，该主电路10的第一侧作为电池侧与电池组相连，即电池侧正极Vbat+连接电池组正极，电池侧负极Vbat-连接电池组负极；该主电路的第二侧作为母线侧，该主电路的第二侧正极作为母线侧正极Vbus+，该主电路的第二侧负极作为母线侧Vbus-。

控制器分别与主电路的控制端以及检测模块的输出端相连，用于执行上述任一实施例提供的双向变换器的调制方法。

该双向变换器的调制方法的工作过程和原理，详情参见上述实施例即可，此处不再一一赘述。

在上述实施例中，该主电路10，包括：第一电感L1、第二电感L2、第一侧支路(包括如图1所示的D1、D2、D3、D4、Q1、Q2、Q3、Q4、K1、K2、C1和C2)以及第二侧支路(包括如图1所示的D5、D6、D7、D8、Q5、Q6、Q7、Q8、K3、K4、C3和C4)。

第一侧支路和第二侧支路均包括：上桥臂、下桥臂、正半母线电容、负半母线电容、正极继电器以及负极继电器；上桥臂与正半母线电容并联连接，下桥臂与负半母线电容并联连接；上桥臂和下桥臂均包括两个串联连接的内管和外管，内管和外管的连接点作为相应桥臂的中点，且上桥臂和下桥臂通过内管串联连接；上桥臂的中点通过第一电感进行连接，下桥臂的中点通过第二电感进行连接；正极继电器设置于相应总母线电容与正半母线电容之间的正极母线上；负极继电器设置于相应总母线电容与负半母线电容之间的负极母线上。

具体的，第一侧支路中，上桥臂(包括如图1所示的D1、D2、Q1和Q2)与正半母线电容C1并联连接，下桥臂(包括如图1所示的D3、D4、Q3和Q4)与负半母线电容C2并联连接；上桥臂中外管Q1和内管Q2串联连接，连接点作为上桥臂的中点；下桥臂中内管Q3和外管Q4串联连接，连接点作为下桥臂的中点，且上桥臂的内管Q2和下桥臂的内管Q3串联连接；上桥臂的中点连接第一电感L1的一端，下桥臂的中点连接第二电感L2的一端；正极继电器K1设置于总母线电容C_bat与正半母线电容C1之间的正极母线上；负极继电器K2设置于总母线电容C_bat与与负半母线电容C2之间的负极母线上。

第二侧支路中，上桥臂(包括如图1所示的D5、D6、Q5和Q6)与正半母线电容C3并联连接，下桥臂(包括如图1所示的D7、D8、Q7和Q8)与负半母线电容C4并联连接；上桥臂中外管Q5和内管Q6串联连接，连接点作为上桥臂的中点；下桥臂中内管Q7和外管Q8串联连接，连接点作为下桥臂的中点，且上桥臂的内管Q6和下桥臂的内管Q7串联连接；上桥臂的中点连接第一电感L1的另一端，下桥臂的中点连接第二电感L2的另一端；正极继电器K3设置于总母线电容C_pv与正半母线电容C3之间的正极母线上；负极继电器K2设置于总母线电容C_pv与与负半母线电容C4之间的负极母线上。

需要说明的是，各个二极管并联在相应的开关管上。具体的，二极管D1与开关管Q1并联连接，二极管D2与开关管Q2并联连接，二极管D3与开关管Q3并联连接，二极管D4与开关管Q4并联连接，二极管D5与开关管Q5并联连接，二极管D6与开关管Q6并联连接，二极管D7与开关管Q7并联连接，二极管D8与开关管Q8并联连接。

在实际应用中，正极继电器和负极继电器均并联有串联连接的电阻和二极管，以实现带防倒灌的缓起功能；二极管的方向与相应侧正负半母线电容充电的电流方向相同。

具体的，正极继电器K1的一端分别与电阻R1的一端和正半母线电容C1的一端相连，正极继电器K1的另一端分别与二极管KD1的阳极和总母线电容C_bat的一端相连，二极管KD1的阴极与电阻R1的一端相连；负极继电器K2的一端分别与电阻R2的一端和负半母线电容C2的一端相连，负极继电器K2的另一端分别与二极管KD2的阴极和总母线电容C_bat的另一端相连，二极管KD2的阳极与电阻R2的一端相连。

正极继电器K3的一端分别与二极管KD3的阴极和正半母线电容C3的一端相连，正极继电器K3的另一端分别与电阻R3的一端和总母线电容C_pv的一端相连，二极管KD3的阳极与电阻R3的一端相连；负极继电器K4的一端分别与二极管KD4的阳极和负半母线电容C4的一端相连，负极继电器K4的另一端分别与电阻R4的一端和总母线电容C_pv的另一端相连，二极管KD4的阴极与电阻R4的一端相连。

本说明书中的各个实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。