阅读说明：本技术 一种高增益直流升压变换器 (High-gain direct-current boost converter ) 是由 卢嘉豪 徐梦然 陈思哲 于 2020-12-02 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种高增益直流升压变换器,所述变换器的输入电源为U_(in)、负载R,所述变换器包括：开关管S_1、开关管S_2,电容C_1、电容C_2、电容C_3、电感L_1、电感L_2、二极管D_1、二极管D_2、二极管D_3、二极管D_4；本发明为克服现有技术中电压增益有限、器件电压应力大、体积较大的缺陷,在变换器器件数量不变、体积减小的情况下可实现更高的电压增益和更小的器件电压应力,满足特定场合的升压、安全和小体积要求。本发明所述高增益直流升压变换器可实现更高的电压增益,满足特定场合的升压需求；还减小了变换器器件的电压应力,直流升压变换器更加安全。(The invention relates to a high-gain direct-current boost converter, wherein an input power supply of the converter is U in A load R, the converter comprising: switch tube S 1 Switch tube S 2 Capacitor C 1 Capacitor C 2 Capacitor C 3 Inductor L 1 Inductor L 2 Diode D 1 Diode D 2 Diode D 3 Diode D 4 (ii) a The invention overcomes the defects of limited voltage gain, large device voltage stress and large volume in the prior art, can realize higher voltage gain and smaller device voltage stress under the condition of unchanged number of converter devices and reduced volume, and meets the requirements of boosting, safety and small volume in specific occasions. The high-gain direct-current boost converter can realize higher voltage gain and meet the boost requirement of a specific occasion; and the voltage stress of converter devices is also reduced, and the direct-current boost converter is safer.)

一种高增益直流升压变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，更具体地，涉及一种高增益直流升压变换器。

背景技术

直流升压变换器是一种将电压较低的直流电变换为电压较高的直流电的电力电子变换器，被广泛应用于如光伏储能升压并网、电机驱动、电动汽车、消费类电子产品、功率放大器等领域。然而直流升压变换器受限于变换器器件的电压应力、数量和体积，其电压增益有限。如今面对应用场合越来越高的升压和小体积要求，研究具有更高增益和更小体积的高增益直流升压变换器已经变得日益迫切。

请参考图1，图1为现有技术的一种直流升压变换器的电路原理图，包括输入电源U_in，两个开关管S₁、S₂，四个电容C₁、C₂、C₃、C₄，三个电感L₁、L₂、L₃，三个二极管D₁、D₂、D₃，以及负载R，该直流升压变换器的电压增益为3/(1-D)，其中D为占空比。该直流升压变换器的电压增益有限。

发明内容

本发明为克服上述现有技术所述的直流升压变换器的电压增益有限的缺陷，提供一种高增益直流升压变换器。

所述变换器的输入电源为U_in、负载为R，变换器包括：开关管S₁、开关管S₂、电容C₁、电容C₂、电容C₃、电感L₁、电感L₂、二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄；

其中，所述电感L₁的第一端与输入电源U_in的正极连接；电感L₁的第二端与开关管S₁的漏极连接；开关管S₁的源极与输入电源U_in的负极连接；

二极管D₃的阴极与输入电源U_in的负极连接，二极管D₃的阳极与负载R的第一端连接；

电容C₁的第一端与二极管D₁的阴极连接，电容C₁的第二端与输入电源U_in的负极连接；

二极管D₁的阳极与电感L₁的第二端连接；

电容C₂的第一端电感L₁的第二端连接，电容C₂的第二端与二极管D₂的阳极连接；二极管D₂的阴极与输入电源U_in的负极连接；

开关管S₂的源极与二极管D₂的阳极连接，开关管S₂的漏极与电容C₃的第一端连接，电容C₃的第二端与二极管D₃的阳极连接；

电感L₂的第一端与二极管D₁的阴极连接，电感L₂的第二端与开关管S₂的漏极连接；

二极管D₄的阳极与二极管D₁的阴极连接，二极管D₄的阴极与负载R的第二端连接。

优选地，所述变换器还包括电容C₄，所述电容C₄的第一端与二极管D₄的阴极，电容C₄的第二端与二极管D₃的阳极连接。

优选地，所述开关管S₁和开关管S₂同时导通或关断。

优选地，所述电感L₁和电感L₂的电感值相等。

优选地，所述电容C₁、电容C₂、电容C₃和电容C₄的电容值相等。

优选地，所述开关管S₁、开关管S₂为N沟道MOSFET。

优选地，电容C₁、电容C₂、电容C₃、电容C₄为铝电解电容。

优选地，电感L₁、电感L₂为贴片式功率电感。

优选地，二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄为贴片式二极管。

优选地，所述MOSFET的型号为IRF540。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：本发明所述高增益直流升压变换器可实现更高的电压增益，满足特定场合的升压需求；还减小了变换器器件的电压应力，直流升压变换器更加安全。

附图说明

图1为现有技术所述直流升压变换器的电路原理图。

图2为实施例1所述高增益直流升压变换器的电路原理图。

图3为实施例1所述高增益直流升压变换器在工作模态1下的电路原理图。

图4为实施例1所述高增益直流升压变换器在工作模态2下的电路原理图。

图5为现有技术和实施例1提供的两种直流升压变换器的电压增益对比图。

图6为实施例1所述高增益直流升压变换器的实验波形图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1：

本实施例提供一种高增益直流升压变换器，如图2所示，所述变换器的输入电源为U_in，负载为R；

所述变换器包括两个开关管：开关管S₁、开关管S₂，四个电容：电容C₁、电容C₂、电容C₃、电容C₄，两个电感：电感L₁、电感L₂，四个二极管：二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄。

输入电源U_in的正极与电感L₁的第一端连接；

输入电源U_in的负极与电容C₁的第二端连接，其公共端与开关管S₁的源极、二极管D₂的阴极、二极管D₃的阴极连接；

电感L₁的第二端与开关管S₁的漏极连接，其公共端与二极管D₁的阳极、电容C₂的第一端连接；

电容C₂的第二端与二极管D₂的阳极连接，其公共端与开关管S₂的源极连接；

开关管S₂的漏极与电容C₃的第一端连接，其公共端与电感L₂的第二端连接；

电容C₁的第一端与二极管D₁的阴极连接，其公共端与电感L₂的第一端、二极管D₄的阳极连接；

二极管D₄的阴极与电容C₄的第一端连接，其公共端与负载R的第一端连接；

二极管D₃的阳极与电容C₃的第二端连接，其公共端与电容C₄的第二端、负载R的第二端连接；

电感L₁和电感L₂的电感值相等；

电容C₁、电容C₂、电容C₃和电容C₄的电容值相等；

本实施例中开关管S₁、开关管S₂选用N沟道MOSFET，电容C₁、电容C₂、电容C₃、电容C₄选用铝电解电容，电感L₁、电感L₂选用贴片式功率电感，二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄选用贴片式二极管。

下面对本实施例所述高增益直流升压变换器的工作原理进行详细说明。

请参考图3和图4，图3为本实施例所述变换器在工作模态1下的电路原理图，图4为本实施例所述变换器在工作模态2下的电路原理图，图中深色实线表示变换器中有电流流过的部分，浅色实线表示变换器中没有电流流过的部分，带箭头的实线表示变换器中向电感、电容充电和向负载供电的路径。

图3和图4是本实施例提供的高增益直流升压变换器在一个开关周期内的2个工作模态。

其中：工作模态1为开关管S₁和开关管S₂同时导通，导通时间为DT；工作模态2为开关管S₁和开关管S₂同时关断，关断时间为(1-D)T。其中，D为占空比，T为开关周期。

请参考图3，图3为本实施例所述变换器在工作模态1下的电路原理图。开关管S₁和开关管S₂同时导通，二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃关断，二极管D₄导通。输入电源U_in通过U_in→L₁→S₁的路径向电感L₁充电，电感L₁的电流线性增加。同时电容C₁和电容C₂通过C₁→L₂→S₂→C₂→S₁的路径向电感L₂充电，电感L₂的电流线性增加。

电容C₁、电容C₂和电容C₃通过C₁→D₄→R→C₃→S₂→C₂→S₁的路径向负载R供电，电容C₄单独向负载R供电。

在工作模态1下，根据基尔霍夫电压定律(KVL)对各电流回路列写方程可得

U_L1＝U_in(1)

U_L2＝U_C1+U_C2 (2)

U_out＝U_C1+U_C2+U_C3 (3)

其中，U_in为输入电源的电压，U_out为输出电压，U_L1、U_L2分别为电感L₁和电感L₂的电压，U_C1、U_C2、U_C3分别为电容C₁、电容C₂和电容C₃的电压。

工作模态2：

请参考图4，图4为本实施例所述变换器在工作模态2下的电路原理图。开关管S₁和开关管S₂同时关断，二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃导通，二极管D₄关断。输入电源U_in通过U_in→L₁→D₁→C₁的路径向电容C₁充电，输入电源U_in和电感L₁通过U_in→L₁→C₂→D₂的路径向电容C₂充电，输入电源U_in通过U_in→L₁→D₁→L₂→C₃→D₃的路径向电容C₃充电。

在工作模态2下，根据基尔霍夫电压定律(KVL)对各电流回路列写方程可得

U_L1＝U_in-U_C2(4)

U_C1＝U_C2 (5)

U_L2＝U_C2-U_C3 (6)

在一个开关周期T内，工作模态1的时间为DT，工作模态2的时间为(1-D)T。

对电感L₁由伏秒平衡原理可得：

DU_in+(1-D)(U_in-U_C2)＝0 (7)

对电感L₂由伏秒平衡原理可得：

D(U_C1+U_C2)+(1-D)(U_C2-U_C3)＝0 (8)

联立式(3)、式(5)、式(7)、式(8)可得电压增益为：

其中，G为电压增益。

本实施例所述变换器各器件的电压应力如下：

电容C₁和电容C₂的电压应力U_C1、U_C2可由式(5)、式(7)、式(9)可得

电容C₃的电压应力U_C3可由式(3)、式(10)可得

二极管D₁和二极管D₂的电压应力U_D1、U_D2与电容C₁和电容C₂的相同，则有

二极管D₃的电压应力U_D3可表示为

二极管D₄的电压应力U_D4可表示为

开关管S₁的电压应力U_S1可表示为

开关管S₂的电压应力U_S2可表示为

下面结合现有技术所述变换器与本实施例所述变换器对直流升压变换器的电压增益对比：

请参考图5，图5为现有技术和本发明提供的两种直流升压变换器的电压增益对比。从图5可以看出在相同占空比的情况下本实施例所述变换器的电压增益明显高于现有技术所述变换器的电压增益。

为验证本发明提供的高增益直流升压变换器的可行性和有效性，搭建了一台输入电压为10V、输出电压为100V的实验样机进行实验验证。高增益直流升压变换器的电路主要参数如下：电容C₁＝C₂＝C₃＝C₄＝470μF，电感L₁＝L₂＝220μH，二极管型号为SR5100，MOSFET的型号为IRF540，其开关频率f_s＝50kHz，占空比D＝0.5，输入电压U_in＝10V，负载电阻R＝500Ω。

请参考图6，图6为本发明提供的高增益直流升压变换器的实验波形，其输出电压为97.9V，与理论值100V基本相符，电感L₁和电感L₂的电流在开关管导通期间线性上升，在开关管关断期间线性下降，与理论分析一致。实验结果表明，本发明提供的高增益直流升压变换器具有有效的升压功能。

本实施例可实现更高的电压增益，满足特定场合的升压需求；同时，减小了变换器器件的电压应力，直流升压变换器更加安全；与现有技术的直流升压变换器相比，本实施例提供的高增益直流升压变换器增加一个二极管，减少一个电感，可减小变换器的体积。

附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。