阅读说明：本技术 高频传输线路、具备该高频传输线路的雷达装置及无线设备 (High-frequency transmission line, and radar device and wireless device provided with same ) 是由 室伏规雄 中岛滉 于 2018-11-07 设计创作，主要内容包括：本发明的目的在于提供可以抑制无用的频率成分的信号传输、并且能够简单地调整其所抑制的频带的高频传输线路。本发明的高频传输线路是多个导体层与绝缘层层叠而构成的,并且具备：信号过孔,其沿导体层及绝缘层的层叠方向延伸,将导体层彼此电连接；输入线路,其配置于一个导体层中,向信号过孔输入电信号；信号线路,其配置于另一个导体层中,介由信号过孔与输入线路连接；接地层,其配置于导体层中的任意层,与信号过孔间隔开,并与基准电位连接；导体臂部,其配置在信号过孔与接地层之间的间隔区域内；和导体连接部,其配置在间隔区域内,且将导体臂部与接地层连接,导体臂部及导体连接部以对电信号中的规定频率的电信号进行抑制的方式构成。(The invention aims to provide a high-frequency transmission line which can restrain signal transmission of useless frequency components and can easily adjust the restrained frequency band. The high-frequency transmission line of the present invention is configured by laminating a plurality of conductor layers and insulating layers, and includes: a signal via hole extending in a lamination direction of the conductor layers and the insulating layers to electrically connect the conductor layers to each other; an input line configured in one of the conductor layers, the input line inputting an electrical signal to the signal via hole; a signal line disposed in the other conductor layer and connected to the input line via a signal via hole; a ground layer disposed at an arbitrary layer among the conductor layers, spaced apart from the signal via hole, and connected to a reference potential; a conductor arm portion disposed in an interval area between the signal via and the ground layer; and a conductor connection portion disposed in the spacing region and connecting the conductor arm portion to the ground layer, wherein the conductor arm portion and the conductor connection portion are configured to suppress an electrical signal of a predetermined frequency among the electrical signals.)

高频传输线路、具备该高频传输线路的雷达装置及无线设备

技术领域

本发明涉及使用了基板的高频传输线路、具备该高频传输线路的雷达装置及无线设备。

背景技术

一直以来，以布线的高密度化、基于布线距离缩短的高速传输、制造成本削减等为目的，使用了例如多层(印制布线)基板。多层基板是通过将布线基板层叠、开设在层间延伸的孔并对其内面实施镀覆而形成了使层间导通的过孔(也称为贯通孔)的基板，已被广泛用于各种电子设备。

若在多层基板上安装高频IC等高频振荡源，则不仅产生所期望的波，往往还产生二次谐波等无用波。若该无用的高频成分在使用了多层基板的高频传输线路内进行传输，则例如从与传输线路连接的天线产生无用放射。而且，无用放射量大的情况下，存在成为自身及其他制品的误动作的主要因素的隐忧，不满足日本电波法而妨碍制品化。

基于这样的背景，提出了将不使无用波的频带通过的带阻滤波器作为单个部件连接于多层基板、或者使多层基板自身具有所期望的频带阻止特性的技术。例如，专利文献1中公开了一种高频传输线路，其中，通过在供信号传输的信号过孔、与连接于接地电位(GND)的接地过孔之间还具备导体的过孔，使得特定频率的无用波不从信号过孔传输。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2007-158675号公报

发明内容

发明所要解决的课题

就专利文献1中记载的高频传输线路而言，通过调整导体过孔的长度，从而对在信号通过多层基板时传输被抑制的频带进行调整。然而，若想要将其调整至高频带，则必须使导体过孔的长度极短，制造变得困难。

另外，在具有多个导体过孔的情况下，也可以通过调整各导体过孔的间隔、相对位置来对传输被抑制的频带进行调整，但产生将信号过孔与接地过孔之间的区域大幅拓宽的必要，因此，多层基板中必要的面积增大。

实际上，专利文献1中记载的实施例均是10GHz～20GHz的频带内的调整，实情是未针对20GHz以上的高频进行说明。

本发明是为了解决如上所述的问题而作出的，目的在于提供可以抑制无用的频率成分的信号传输、并且能够简单地调整其所抑制的频带的高频传输线路、具备该高频传输线路的雷达装置及无线设备。

用于解决课题的手段

为了实现上述目的，本发明涉及的高频传输线路为多个导体层与绝缘层层叠而构成的高频传输线路，并且具备：信号过孔，其沿前述导体层及前述绝缘层的层叠方向延伸，将前述导体层彼此电连接；输入线路，其配置于一个前述导体层中，向前述信号过孔输入电信号；信号线路，其配置于另一个前述导体层中，介由前述信号过孔与前述输入线路连接；接地层，其配置于前述导体层中的任意层，与前述信号过孔间隔开，并与基准电位连接；导体臂部，其配置在前述信号过孔与前述接地层之间的间隔区域内；和导体连接部，其配置在前述间隔区域内，且将前述导体臂部与前述接地层连接，前述导体臂部及前述导体连接部以对前述电信号中的规定频率的电信号进行抑制的方式构成。

本发明涉及的无线设备具备上述的高频传输线路。

本发明涉及的雷达装置具备上述的高频传输线路。

发明的效果

根据本发明涉及的高频传输线路，能提供可以抑制无用的频率成分的信号传输、并且能够简单地调整其所抑制的频带的高频传输线路、具备该高频传输线路的雷达装置及无线设备。

附图说明

[图1]为本发明的第1实施方式涉及的高频传输线路的信号过孔附近的立体图。

[图2]示出图1的俯视图。

[图3A]为示出在图2的IIIA-IIIA线剖视图上连接了高频IC的状态的图。

[图3B]为图2的IIIB-IIIB线剖视图。

[图4]为第1实施方式涉及的高频传输线路的信号过孔附近的等效电路图。

[图5]为示出第1实施方式及第2实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图6]为本发明的第3实施方式涉及的高频传输线路中配置了焊盘区域的反焊盘区域的俯视图。

[图7]为示出第3实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图8]为本发明的第4实施方式涉及的高频传输线路中配置了焊盘区域的反焊盘区域的俯视图。

[图9]为示出第4实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图10]为本发明的第5实施方式涉及的高频传输线路中配置了焊盘区域的反焊盘区域的俯视图。

[图11]为示出第5实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图12]为本发明的第6实施方式涉及的高频传输线路中配置了焊盘区域的反焊盘区域的俯视图。

[图13]为示出第6实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图14]为本发明的第7实施方式涉及的高频传输线路中配置了焊盘区域的反焊盘区域的俯视图。

[图15]为示出第7实施方式涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性的图表。

[图16]为示出以往的雷达装置的一个例子的电路框图。

[图17]为示出具备本实施方式涉及的高频传输线路的雷达装置的一个例子的电路框图。

[图18]为示出实施例1的高频传输线路的穿透损耗特性S21的测定结果的图。

[图19]为示出实施例2的高频传输线路的穿透损耗特性S21的测定结果的图。

[图20]为示出实施例3的高频传输线路的穿透损耗特性的测定结果的图。

具体实施方式

以下，对于本发明的优选实施方式中的高频传输线路，参照附图进行详细说明。需要说明的是，对于具有相同功能的各构成部，为了使图示及说明简略化，标注相同标记而示出。

(第1实施方式)

对于本发明的第1实施方式涉及的高频传输线路100的详情，参照图1～3进行说明。图1为针对高频传输线路100将后述的信号过孔112附近放大而得到的立体图，图2为图1的俯视图。另外，图3A为示出在图2的IIIA-IIIA线剖视图上连接了高频IC的状态的图，图3B为图2的IIIB-IIIB线剖视图。

本实施方式的高频传输线路100具有：导体层(具有后述的信号线路114、接地层116中至少一方的层)与绝缘层110i交替层叠而成的多层基板110；沿多层基板110(即，导体层及绝缘层)的层叠方向延伸、将导体层彼此电连接的信号过孔112；配置于前述多层基板、向前述信号过孔112输入电信号的输入线路113；配置于前述导体层中、并与信号过孔112连接的信号线路114；和配置于前述导体层中、并连接于基准电位(GND)的接地层(groundplane)116。输入线路113、信号线路114、及接地层116可以在同一阶层中隔开间隔地配置。

如图1及图3所示，本实施方式的多层基板110主要由3层导体层和其间的2层绝缘层110i构成。在以下的说明中，将配置于最上层(基板上表面)、中间层、最下层(基板底面)的各导体层中的接地层116个别地指出时，分别记为接地层116U、116M、116L。

需要说明的是，多层基板的层数、及配置于各层的输入线路113、信号线路114、接地层116的组合并不限于此，可以适当地设定。

各接地层116以不和信号过孔112接触的方式与信号过孔112间隔开，该间隔区域成为所谓的反焊盘区域118。如图2的俯视图所示，反焊盘区域118以包围信号过孔112外周的方式、将信号过孔112作为中心而形成为大致圆形(换言之，大致环状)。但是，反焊盘区域118为使信号过孔112与接地层116间隔开的区域即可，其形状没有限定。

另外，以包围该反焊盘区域118外周的方式，散布地配置有多个与接地层116L连接、且沿层叠方向贯通多层基板110的接地过孔115。如图1及图2所示，在本实施方式中，散布地配置于10处，但其数量可以适当地设定，例如也可以设定为不配置接地过孔115。

根据以上这样的构成，在如图3所示将高频传输线路100的输入线路113与高频IC10连接的情况下，从高频IC 10输出的信号沿输入线路113向信号过孔112输入，沿信号过孔112向下方传输，到达至最下层的信号线路114。而且，例如，若到达至其进一步连接的天线(未图示)，则可从天线向外部发射。需要说明的是，高频IC 10的信号也可以通过同轴电缆等直接向信号过孔112输入。

除了上述的构成之外，本实施方式涉及的高频传输线路100在反焊盘区域(间隔区域)118内具有岛状的导体臂部120，还具有将该导体臂部120的一部分与接地层116M连接的导体连接部122。将由该导体臂部120及导体连接部122组成的部分称为焊盘区域125。

导体臂部120自身与信号过孔112和接地层116M均间隔开，从导体连接部122向信号过孔112的周边呈岛状配置。因此，如图3B所示配置有导体臂部120及导体连接部122的导体层中，产生如下部位：从信号过孔112的中心朝向反焊盘区域(间隔区域)118的外周缘，信号过孔112的外缘、反焊盘区域(间隔区域)118、导体臂部120、反焊盘区域(间隔区域)118的另一部分依次存在。

如图1及图2所示，导体臂部120在俯视下为半圆弧形状，导体连接部122以将该导体臂部120的外周缘的中央(一部分)与接地层116M连接的方式形成为直线状(换言之，带状)。通常，导体臂部120与导体连接部122一体地形成，另外，也与接地层116M一体地形成，但它们的连接方法没有特别限定。

需要说明的是，导体臂部120及导体连接部122如图3A及图3B所示，被配置在位于输入线路113和信号线路114所存在的层之间的接地层116M中，但配置位置不限于此。也可以是与输入线路113、信号线路114在同一阶层的接地层116U、116L，此外，并不限于这样的接地层116中的任意一个，也可以散布地配置于多个接地层116。

需要说明的是，接地层116优选被配置在与配置有输入线路113的导体层不同、且离配置有输入线路113的导体层最近的导体层。由此，能够在信号过孔112中的更靠前段处对二次谐波等无用波进行抑制，能够减轻由二次谐波等无用波对其他导体层及绝缘层造成的影响。

如图2及图3所示，在导体臂部120与信号过孔112间产生电容性耦合C1。另外，由于所传输的信号为高频，因此在作为基准电位的导体臂部120与接地层116M间也产生电容性耦合C2。

就本发明涉及的高频传输线路100而言，通过这些电容性耦合C1及C2、以及导体连接部122(以及，包含导体臂部120的一部分)的电感成分L1，在传输信号时产生谐振。通过该谐振，即使从输入线路113输入的电信号为高频信号，也能使特定的频带下穿透损耗增大，可以抑制电信号中的无用的频率成分的信号传输。

以下，使用图4的等效电路对该谐振现象进行说明。图4为示意性地表示如下状态的等效电路：信号输入部Term1(高频IC 10等)的信号从图1～3所示的高频传输线路100的信号过孔112上表面的信号输入端P通过并沿信号过孔112向下方传输，到达至信号线路114，被输出至与信号线路114的信号输出端Q连接的外部的信号输出部Term2(天线等)的状态。L2表示信号过孔112及信号线路114的电感成分，C3表示信号过孔112与信号线路114间的弯曲部中的电容性耦合，C4表示在信号线路114与接地层116M间产生的电容性耦合。

如上所述，在导体臂部120与信号过孔112间产生了电容性耦合C1，在导体臂部120与接地层116M间产生了电容性耦合C2，作为导体连接部122及导体臂部120的电感成分产生了L1，它们在图4中以点线的框线部示出。框线部形成了LC谐振电路。通过焊盘区域(导体臂部及导体连接部)125的配置，形成了该框线部的LC谐振电路，产生谐振。

(第2实施方式)

接下来，使用图2对本发明的第2实施方式涉及的高频传输线路200进行说明。在第1实施方式中，在反焊盘区域(间隔区域)118内呈岛状配置的导体臂部120的形状在俯视下为半圆弧形状，与之相对，第2实施方式的导体臂部220为圆弧形状，可以适当地设定其中心角θ的角度(θ＝180°时成为第1实施方式)。

图5为示出第1实施方式(θ＝180°)及第2实施方式(θ＝90°、120°)涉及的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(电磁场仿真结果)的图表。另外，为进行比较，也示出了在这些实施方式中不存在焊盘区域125、225的情况下的图表。

图5中，可知导体臂部的中心角θ变大时，穿透损耗S最大的谐振频率减少。根据中心角θ的大小，谐振频带在从约30GHz有余至55GHz的范围内大幅地变化。即，可知高频传输线路200可以通过改变导体臂部220的中心角θ来简单地调整传输被抑制的频带(以下，称为传输抑制频带)。

这样的变化起因于：导体臂部220的中心角θ变大时，导体臂部220与信号过孔112间的电容性耦合C1、及导体臂部220与接地层116M间的电容性耦合C2增大，图4的框线部的LC谐振电路的谐振频率、及其频带发生变化。因此，不仅中心角θ的变化(圆弧的长度的变化)能够调整传输抑制频带，通过改变导体臂部220的圆弧的宽度W也能够使上述的电容性耦合C1、C2、及电感成分L1变化，因此，由此也能够调整传输抑制频带。

另外，通过使导体臂部并非圆弧状而为其他形状，也能够使导体臂部与信号过孔间的电容性耦合C1、及导体臂部与接地层间的电容性耦合C2变化，其结果，能够调整传输抑制频带。

接下来，以第3～5实施方式为例，对这样的导体臂部的形状不同的实施方式进行具体说明。

(第3实施方式)

使用图6对本发明的第3实施方式涉及的高频传输线路进行说明。图6为本实施方式的高频传输线路中配置了焊盘区域(导体臂部及导体连接部)325的反焊盘区域(间隔区域)118的俯视图。本实施方式的高频传输线路与其他实施方式的不同点在于，在反焊盘区域(间隔区域)118内呈岛状配置的导体臂部320的形状为V字状。

图7为示出本实施方式的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(电磁场仿真结果)的图表。可知传输抑制频带变化为约47GHz有余。

(第4实施方式)

使用图8对本发明的第4实施方式涉及的高频传输线路进行说明。图8为本实施方式的高频传输线路中配置了焊盘区域(导体臂部及导体连接部)425的反焊盘区域(间隔区域)118的俯视图。本实施方式的高频传输线路与其他实施方式的不同点在于，在反焊盘区域(间隔区域)118内呈岛状配置的导体臂部420的形状为“コ”字状(有角U形(Angular U-shape))。

图9为示出本实施方式的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(电磁场仿真结果)的图表。可知传输抑制频带变化为约40GHz。

(第5实施方式)

使用图10对本发明的第5实施方式涉及的高频传输线路进行说明。图10为本实施方式的高频传输线路中配置了焊盘区域(导体臂部及导体连接部)525的反焊盘区域(间隔区域)118的俯视图。本实施方式的高频传输线路与其他实施方式的不同点在于，在反焊盘区域(间隔区域)118内呈岛状配置的导体臂部520的形状为直线状(换言之，带状)。

图11为示出本实施方式的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(电磁场仿真结果)的图表。可知传输抑制频带变化为约56GHz。

(第6实施方式)

使用图12对本发明的第6实施方式涉及的高频传输线路进行说明。图12为本实施方式的高频传输线路中的、配置了焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625的反焊盘区域(间隔区域)118的俯视图。本实施方式的高频传输线路中，在反焊盘区域(间隔区域)118内具有两个相同形状的焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625，各焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625以信号过孔112为中心呈点对称地配置。各焊盘区域625的导体臂部620的形状是宽度为Wa、中心角为θa的圆弧状，但形状不限于此。另外，各焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625可以不必须以信号过孔112为中心呈点对称。

图13为示出本实施方式的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(电磁场仿真结果)的图表。示出焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625为两个的情况、和作为比较例的焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625为一个的情况的结果。可知焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625从一个增加为两个时，穿透损耗增大。另一方面，可知传输抑制频带为约44GHz附近、无变化。

即，将相同形状的焊盘区域(导体臂部及导体连接部)设定为两个时，能够在保持传输抑制频带不变的情况下增大穿透损耗。可以在不改变传输抑制频带的情况下增大该频带下的穿透损耗。

(第7实施方式)

使用图14对本发明的第7实施方式涉及的高频传输线路进行说明。图14为本实施方式的高频传输线路中的、配置了焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625、725的反焊盘区域(间隔区域)118的俯视图。本实施方式的高频传输线路是将第6实施方式的两个焊盘区域625中的一个导体臂部620变更为不同形状的导体臂部720而得到的。即，本实施方式的高频传输线路中，配置有不同形状的两个焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625、725。两个焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625、725配置为以信号过孔112作为中心而对置，但不必一定对置。

前述焊盘区域(导体臂部及导体连接部)625是宽度为Wa、中心角为θa的圆弧状，焊盘区域(导体臂部及导体连接部)725是宽度为Wb、中心角为θb的圆弧状，但只要两者的形状不同即可，不限于这样的圆弧状的组合。

图15为示出本实施方式的高频传输线路的穿透损耗的频率特性(仿真结果)的图表。可知传输抑制频带产生于约38GHz附近、和约53GHz附近。即，增加不同形状的焊盘区域(导体臂部及导体连接部)而将焊盘区域设定为两个时，能够将传输抑制频带从一个增加为两个。

以上，使用各实施方式，说明了伴随导体臂部的形状的变化(第2～第5实施方式)、焊盘区域(导体臂部及导体连接部)的数量的变化(第6～第7实施方式)而产生的、传输抑制频带的变化。

另外，如图5所代表的那样，表明了该抑制频带能够通过导体臂部的形状变更这样的简单调整而在宽泛的频率范围内变更。此外，如图13、15所示，表明了通过增大焊盘区域(导体臂部及导体连接部)的数量这样的简单调整，能够增大穿透损耗、或者增大抑制频带。

因此，根据本发明，可以实现在无线通信、车载雷达等所使用的高频带中也能够抑制高次谐波等无用波的高频传输线路。进而，在无线设备或雷达装置中具备倍增器的情况下，可以实现能够对倍增前的本机振荡源的电信号的频率等无用的频率成分的信号传输进行抑制的高频传输线路(详情如后述)。另外，本发明能够通过焊盘区域(导体臂部及导体连接部)的形状、数量、其组合来变更该抑制频带的频带、数量，因此，具有设计上的自由度非常高的优点。

以下，对具备本实施方式涉及的高频传输线路的雷达装置的一个例子进行说明。需要说明的是，本实施方式涉及的高频传输线路不限于此，可以适用于进行无线通信的各种无线设备。

在说明本实施方式的雷达装置之前，对以往的雷达装置进行说明。

图16为示出以往的雷达装置的一个例子的电路框图。图16所示的雷达装置50X为在例如76GHz频带或79GHz频带的车载用毫米波雷达、或者24GHz频带的车载用雷达等各种车载用雷达中使用的装置，具备发射器60X和接收器70X。

发射器60X具备搭载于基板的部件安装面上的本机振荡器61、倍增部62、发射功率控制部63、带阻滤波器64、和调制部65。另外，发射器60X具备在基板的与部件安装面相反的一侧的天线面上形成的发射天线66。另外，发射器60X具备将基板的部件安装面与天线面连接的信号过孔67。

本机振荡器61生成规定频率的CW(Continuous Wave，连续波)信号。倍增部62将从本机振荡器61输入的规定频率的CW信号倍增并向后段输出。

例如79GHz频带的车载用毫米波雷达的情况下，可以是本机振荡器61生成26GHz的CW信号，倍增部62将CW信号进行3倍倍增。或者，例如24GHz频带的车载用雷达的情况下，可以是本机振荡器61生成6GHz的CW信号，倍增部62将CW信号进行4倍倍增。

或者，发射器60X可以不具备倍增部62，而是本机振荡器61直接生成79GHz或24GHz的CW信号。

发射功率控制部63通过对由本机振荡器61及倍增部62生成的CW信号进行放大，从而进行发射功率的控制。

带阻滤波器64是用于对由倍增部62进行了倍增的CW信号中的、由本机振荡器61生成的CW信号的频率成分等无用波进行抑制的带阻滤波器。带阻滤波器64例如由在基板的部件安装面上形成的铜箔图案构成。

调制部65通过对从带阻滤波器64通过的来自发射功率控制部63的CW信号进行脉冲调制，从而生成发射信号。

需要说明的是，本实施方式中例示了脉冲调制方式，但不限于此。例如，在FMCW调制方式中，发射器60X可以不具备调制部65，而通过对本机振荡器的电压控制信号进行调制来直接进行调制。

信号过孔67将由调制部65生成的发射信号传递至发射天线66。换言之，信号过孔67从基板的部件安装面向天线面传递发射信号。

发射天线66将发射信号向外部发射。即，发射天线66在倍增部62的后段将经倍增的CW信号作为发射信号向外部发射。

另一方面，接收器70X具备在基板的天线面上形成的接收天线71。另外，接收器70X具备搭载于基板的部件安装面上的增益可变放大部72、倍增部73、和解调部74。另外，接收器70X具备将基板的部件安装面与天线面连接的信号过孔77。

接收天线71接收来自外部的接收信号。

信号过孔77将由接收天线71接收的接收信号传递至增益可变放大部72。换言之，信号过孔77从基板的天线面向部件安装面传递接收信号。

增益可变放大部72以能够实现可变的所期望的增益将接收信号放大。

倍增部73与上述的倍增部62同样地，将从本机振荡器61输入的规定频率的CW信号倍增并向后段输出。需要说明的是，本机振荡器61直接生成例如79GHz或24GHz的CW信号的情况下，接收器70X可以不具备倍增部73。

解调部74使用由本机振荡器61及倍增部73生成的CW信号，对来自增益可变放大部72的接收信号进行解调。

在上述以往的雷达装置50X中，在部件安装面中必须有用于安装发射器60X中的带阻滤波器64的安装面。因此，在使雷达装置50X进一步小型化时，由于以往的雷达装置50X中必须有该安装面而难以实现雷达装置的高密度安装化、小型化。

关于该点，若将本实施方式的具有带阻功能及信号过孔的高频传输线路100、200应用于雷达装置，则能够实现雷达装置的高密度安装化、小型化。

图17为示出具备本实施方式涉及的高频传输线路的雷达装置的一个例子的电路框图。图17所示的雷达装置50中，代替图16所示的以往的雷达装置50X中发射器60X及接收器70X而具备发射器60及接收器70。

发射器60中，代替图16所示的以往的发射器60X中带阻滤波器64及信号过孔67而具备上述实施方式的具有带阻功能及信号过孔112的高频传输线路100(或200)。

另外，接收器70中，可以代替图16所示的以往的接收器70X中信号过孔77而具备上述实施方式的具有带阻功能及信号过孔112的高频传输线路100(或200)。

本实施方式的高频传输线路100(或200)中，通过在原本存在的信号过孔与接地层之间的间隔区域内形成导体臂部及导体连接部，可获得带阻功能，因此，能够使以往的带阻滤波器64的安装面积变得不必要。因此，本实施方式的雷达装置50中，能够实现雷达装置的高密度安装化、小型化。

通常，阻止频带越低，则带阻滤波器的安装面积越大。即，就频率较低的24GHz频带的雷达装置而言，能够使其不需要较大的带阻滤波器，能够理想地实现雷达装置的高密度安装化、小型化。

另外，就具备对由本机振荡器生成的CW信号进行倍增的倍增部的构成而言，存在将从本机振荡器输出的倍增前的CW信号向后段输出的隐忧。本发明中，如前文所述，不在安装面上设置较大的带阻滤波器而能够减少这些无用的CW信号，在雷达装置的高密度安装化、小型化之际，能够更理想地获得效果。此外，在采用通过对具有20GHz～的频带的CW信号进行倍增而输出76GHz频带或79GHz等较高的频带的构成的情况下，通过使用以减少该20GHz～的信号的方式构成的高频传输线路100(或200)，能够进一步理想地获得效果。

另外，通常，频率越高，则天线的安装面积越小，带阻滤波器的安装面积相对于雷达装置整体的安装面积的比例越大。由此，对于频率较高的76GHz频带或79GHz频带的雷达装置而言，若安装面积相对于雷达装置整体的安装面积的比例大的带阻滤波器变得不必要，则能够实现雷达装置的高密度安装化、小型化。尤其是，雷达装置50X的整体大小容易取决于在天线面上配置的天线元件的大小，频带越高，则天线元件越小。使用在76GHz频带或79GHz频带下所需的较小的天线元件的情况下，通过应用本实施方式的高频传输线路100(或200)，能够更理想地实现用于这些频带的雷达装置的高密度化、小型化。

另外，若不仅针对发射器60而且针对接收器70也应用本实施方式的高频传输线路100(或200)，则能够减少从发射器60直接绕到接收器70的二次谐波等无用波。另外，在不同频带的其他雷达装置接近的情况下，能够减少从其他雷达装置发射的发射信号等无用波的接收。

需要说明的是，上述的本实施方式中的记述示出本发明涉及的高频传输线路的一个例子，并不限定于这些。关于本实施方式中的高频传输线路的细节详情及详细的动作等，可以在不脱离本发明主旨的范围内适当地变更。

例如，在上述实施方式中，对伴随导体臂部的形状、焊盘区域的数量的变化而产生的、传输抑制频率的变化进行了说明，但该抑制频带的调整方法不限于这些。在图4的等效电路图的框线部的LC谐振电路中，只要能使电容性耦合C1、C2、及电感成分L1中的至少任一者变化，即可对传输抑制频带加以变更。

具体而言，可以通过导体连接部122的长度、宽度、形状的变化而使电感成分L1变化，也可以通过反焊盘区域118内的导体臂部、及/或导体连接部的配置位置、反焊盘区域118的大小、形状而使电容性耦合C1、C2变化。

实施例

制作上述实施方式的高频传输线路作为实施例，测定穿透损耗特性S21。

(实施例1)

制作上述第1实施方式的高频传输线路作为实施例1。实施例1的高频传输线路的详情如下所述。

·基板：导体层3层，绝缘层2层

·输入线路：配置于基板中的最上层的导体层

·信号线路：配置于基板中的最下层的导体层

·信号过孔：从基板中的最上层的导体层贯通至最下层的导体层

·接地层：配置于基板中的中间层的导体层

·间隔区域：内周缘径(信号过孔的外缘径)为0.4mm，外周缘径为1.3mm

·导体臂部：配置于基板中的中间层的导体层

中心角θ＝120°、宽度为0.2mm的圆弧形状

·导体连接部：配置于基板中的中间层的导体层，与导体臂部的中央连接

(实施例2)

制作上述第7实施方式的高频传输线路作为实施例2。实施例2的高频传输线路与实施例1的高频传输线路在具备两个不同形状的导体臂部及导体连接部这点上不同。

·一个导体臂部：中心角θ＝120°、宽度为0.2mm的圆弧形状

·一个导体连接部：与一个导体臂部的中央连接

·另一个导体臂部：中心角θ＝180°、宽度为0.2mm的圆弧形状

·另一个导体连接部：与另一个导体臂部的中央连接

(实施例3)

制作上述第1实施方式的高频传输线路作为实施例3。实施例3的高频传输线路与实施例1的高频传输线路中导体臂部的构成不同。

·间隔区域：内周缘径(信号过孔的外缘径)为0.4mm，外周缘径为1.2mm

·导体臂部：中心角θ＝270°、宽度为0.2mm的圆弧形状

(测定)

测定了实施例1及实施例2的高频传输线路的从输入线路至信号线路的穿透损耗特性S21。作为测定仪，使用了Keysight公司制的网络分析仪(N5227B)。

将实施例1的高频传输线路的穿透损耗特性S21的测定结果示于图18，将实施例2的高频传输线路的穿透损耗特性S21的测定结果示于图19。图18及图19中，实线为测定结果，虚线为仿真结果。

根据图18及图19所示的测定结果，实施例1及实施例2的高频传输线路的穿透损耗特性S21的测定结果与仿真结果良好地一致。

将实施例3的高频传输线路的穿透损耗特性的测定结果示于图20。根据图20所示的测定结果，实施例3的高频传输线路适合于在例如本机振荡器生成26GHz的CW信号、倍增部将CW信号进行3倍倍增的79GHz频带的车载用毫米波雷达中抑制本机振荡器的26GHz的CW信号的用途。需要说明的是，在这样的用途中，只要以抑制20GHz以上的频率的方式对导体臂部及导体连接部进行设计，就能够发挥本发明的效果。

附图标记说明

10 高频IC

100、200 高频传输线路

110 多层基板

110i 绝缘层

112 信号过孔

113 输入线路

114 信号线路

115 接地过孔

116、116U、116M、116L 接地层

118 反焊盘区域

120、220、320、420、520、620、720 导体臂部

122 导体连接部

125、225、325、425、525、625、725 焊盘区域