一种变频器的控制装置、方法和变频器

文档序号：1059524 发布日期：2020-10-13 浏览：8次 >En<

阅读说明：本技术 一种变频器的控制装置、方法和变频器 (Control device and method of frequency converter and frequency converter ) 是由李燕张统世乔一伦于 2020-06-15 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种变频器的控制装置、方法和变频器,该装置包括：第一采样模块,用于采集逆变器侧待控设备处的第一信号；第二采样模块,用于采集逆变器和整流器之间的母线信号；第三采样模块,用于采集整流器侧电网处的第二信号；控制器,用于根据第一信号和母线信号,生成第一PWM信号,第一PWM信号用于控制逆变器中的开关管；和/或,根据第二信号和母线信号,生成第二PWM信号,第二PWM信号用于控制整流器中的开关管。本发明的方案,可以解决变频器容易产生电磁干扰而限制了其应用场合的问题,达到提升变频器的抗干扰性能从而拓宽其应用场合的效果。(The invention discloses a control device and a method of a frequency converter and the frequency converter, wherein the device comprises: the first sampling module is used for acquiring a first signal at the to-be-controlled equipment at the inverter side; the second sampling module is used for acquiring bus signals between the inverter and the rectifier; the third sampling module is used for collecting a second signal at the power grid on the rectifier side; the controller is used for generating a first PWM signal according to the first signal and the bus signal, and the first PWM signal is used for controlling a switching tube in the inverter; and/or generating a second PWM signal according to the second signal and the bus signal, wherein the second PWM signal is used for controlling a switching tube in the rectifier. The scheme of the invention can solve the problem that the frequency converter is easy to generate electromagnetic interference so as to limit the application occasions, and achieves the effect of improving the anti-interference performance of the frequency converter so as to widen the application occasions.)

一种变频器的控制装置、方法和变频器

技术领域

本发明属于变频器技术领域，具体涉及一种变频器的控制装置、方法和变频器，尤其涉及一种大功率变频器及其控制装置、方法。

背景技术

变频器采用高频开关调制时，容易产生电磁干扰问题，限制了变频器的应用场合。

上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述缺陷，提供一种变频器的控制装置、方法和变频器，以解决变频器容易产生电磁干扰而限制了其应用场合的问题，达到提升变频器的抗干扰性能从而拓宽其应用场合的效果。

本发明提供一种变频器的控制装置，包括：变频器，包括：逆变器和整流器；变频器的控制装置，包括：采样单元和控制器；采样单元，包括：第一采样模块和第二采样模块，或，第二采样模块和第三采样模块，或，第一采样模块、第二采样模块和第三采样模块；其中，第一采样模块，用于采集逆变器侧待控设备处的第一信号；第二采样模块，用于采集逆变器和整流器之间的母线信号；第三采样模块，用于采集整流器侧电网处的第二信号；控制器，用于根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号，第一PWM信号用于控制逆变器中的开关管；和/或，根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号，第二PWM信号用于控制整流器中的开关管。

可选地，其中，控制器，还用于基于第一PWM信号采用矢量控制方式控制逆变器；基于第二PWM信号采用全控整流方式控制整流器。

可选地，其中，第一采样模块采集逆变器侧待控设备处的第一信号，包括：通过差分采样电路，采用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号；和/或，第三采样模块采集整流器侧电网处的第二信号，包括：通过差分采样电路，采用差分采样的方式采集整流器侧电网处的第二信号。

可选地，其中，控制器生成第一PWM信号，包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第一PWM信号；和/或，控制器生成第二PWM信号，包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第二PWM信号。

可选地，随机零矢量调制电路，包括：反park模块、反clark变换模块、调制波计算模块、随机数生成模块、随机零矢量的调制波生成模块、以及PWM波发生器；其中，反park模块，用于将直轴电压及交轴电压转化为两相静止坐标系下的两相静止电压；反clark变换模块，用于将两相静止电压转化为三相静止坐标系下的三相静止电压；调制波计算模块，用于确定三相静止电压中的最大值及最小值后，计算调制波的值；随机数生成模块，用于产生设定区间的随机数；随机零矢量的调制波生成模块，用于根据调制波的值和设定区间的随机数，生成随机零矢量的调制波；PWM波发生器，用于根据设定载波与随机零矢量的调制波，生成PWM波。

可选地，随机数生成模块产生设定区间的随机数，包括：随机数生成模块，用于采用线性同余法，通过数学递推公式产生设定区间的随机数；或者，随机数生成模块，用于采用马特赛特旋转演算法、平方取中法、和/或制表查表法，产生设定区间的随机数。

可选地，随机零矢量的调制波生成模块生成随机零矢量的调制波，包括：若零矢量的随机值按计算，则随机零矢量的调制波值为：或者，若零矢量的随机值按T_R＝min(T_a0,T_b0,T_c0)*R计算，则随机零矢量的调制波值为：

可选地，变频器，包括：四象限变频器；该四象限变频器采用全封闭式壳体，和/或，该四象限变频器设置有屏蔽部，用于屏蔽干扰信号。

与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种变频器，包括：以上所述的变频器的控制装置。

与上述变频器相匹配，本发明再一方面提供一种压缩机，包括：以上所述的变频器。

与上述压缩机相匹配，本发明再一方面提供一种空调，包括：以上所述的压缩机。

与上述变频器相匹配，本发明再一方面提供一种变频器的控制方法，变频器，包括：逆变器和整流器；变频器的控制方法，包括：通过第一采样模块，采集逆变器侧待控设备处的第一信号；通过第二采样模块，采集逆变器和整流器之间的母线信号；通过第三采样模块，采集整流器侧电网处的第二信号；通过控制器，根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号，第一PWM信号用于控制逆变器中的开关管；和/或，根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号，第二PWM信号用于控制整流器中的开关管。

可选地，通过控制器，还基于第一PWM信号采用矢量控制方式控制逆变器；基于第二PWM信号采用全控整流方式控制整流器。

可选地，其中，通过第一采样模块采集逆变器侧待控设备处的第一信号，包括：通过差分采样电路，采用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号；和/或，通过第三采样模块采集整流器侧电网处的第二信号，包括：通过差分采样电路，采用差分采样的方式采集整流器侧电网处的第二信号。

可选地，其中，通过控制器生成第一PWM信号，包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第一PWM信号；和/或，通过控制器生成第二PWM信号，包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第二PWM信号。

可选地，通过随机零矢量调制电路生成第一PWM信号和/或第二PWM信号，包括：通过反park模块，将直轴电压及交轴电压转化为两相静止坐标系下的两相静止电压；通过反clark变换模块，将两相静止电压转化为三相静止坐标系下的三相静止电压；通过调制波计算模块，确定三相静止电压中的最大值及最小值后，计算调制波的值；通过随机数生成模块，产生设定区间的随机数；

通过随机零矢量的调制波生成模块，根据调制波的值和设定区间的随机数，生成随机零矢量的调制波；通过PWM波发生器，根据设定载波与随机零矢量的调制波，生成PWM波，该PWM信号为第一PWM信号和/或第二PWM信号。

可选地，通过随机数生成模块产生设定区间的随机数，包括：随机数生成模块，用于采用线性同余法，通过数学递推公式产生设定区间的随机数；或者，随机数生成模块，用于采用马特赛特旋转演算法、平方取中法、和/或制表查表法，产生设定区间的随机数。

可选地，通过随机零矢量的调制波生成模块生成随机零矢量的调制波，包括：若零矢量的随机值按

计算，则随机零矢量的调制波值为：

或者，若零矢量的随机值按T_R＝min(T_a0,T_b0,T_c0)*R计算，则随机零矢量的调制波值为：

本发明的方案，通过采用全控整流及逆变控制系统的设计，无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，无需进行扇区划分及计算零矢量时间，可以有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

进一步，本发明的方案，通过采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制方法，有效地分散了开关频率及其整数倍周围的谐波分量，使频谱更均匀，改善了变频器的电磁干扰及高频噪声，提高了系统的电磁兼容性，提高了系统的抗干扰能力。

进一步，本发明的方案，通过对变频器的关键信号采样都进行差分采样设计，可以解决关键信号受干扰影响控制效果的问题，提高变频器的抗干扰能力。

由此，本发明的方案，通过针对四象限变频器，整流及逆变控制的信号采样均采用差分采样，开关管的调制采用无扇区随机零矢量控制方式，解决变频器容易产生电磁干扰而限制了其应用场合的问题，如解决大功率高速变频器容易产生电磁干扰或抗干扰能力不足而限制了其应用场合的问题，达到提升变频器的抗干扰性能从而拓宽其应用场合的效果。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明的变频器的控制装置的一实施例的结构示意图；

图2为本发明的大功率四象限变频器系统的一实施例的结构示意图；

图3为本发明的差分采样电路的一实施例的结构示意图；

图4为本发明的全控整流控制系统的一实施例的结构示意图；

图5为本发明的逆变控制系统的一实施例的结构示意图；

图6为本发明的随机零矢量调制电路的一实施例的结构示意图；

图7为本发明的PWM生成电路的一实施例的结构示意图；

图8为本发明的变频器的控制方法的一实施例的流程示意图；

图9为本发明的方法中通过随机零矢量调制电路生成第一PWM信号和/或第二PWM信号的一实施例的流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

根据本发明的实施例，提供了一种变频器的控制装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该变频器的控制装置，主要可以应用在磁悬浮离心机中的变频器尤其是四象限变频器。变频器，尤其是四象限变频器，可以包括：逆变器和整流器，如大功率四象限变频器系统可以包括整流及逆变两部分。磁悬浮离心机中变频器尤其是四象限变频器的控制装置，可以包括：采样单元和控制器。采样单元和控制器分别连接至变频器，尤其是四象限变频器。采样单元，可以包括：第一采样模块和第二采样模块，或，第二采样模块和第三采样模块，或，第一采样模块、第二采样模块和第三采样模块。

具体地，第一采样模块，可以用于在变频器的逆变器侧，采集逆变器侧待控设备处的第一信号。该第一信号，可以包括电流信号。例如：在逆变部分，通过差分采样电路采集电机电流信号，减小采样时信号的干扰。

其中，变频器，可以包括：四象限变频器。该四象限变频器采用全封闭式壳体，和/或，该四象限变频器设置有屏蔽部，用于屏蔽干扰信号。该四象限变频器在结构上采用全封闭式、定点精确屏蔽的设计。

由此，为了进一步改善系统的电磁兼容性，通过对变频器内部的主要干扰源的频谱进行分析，选择合适的材料进行屏蔽，变频器整体采用全封闭式、定点精确屏蔽的结构形式。

在一个可选例子中，第一采样模块采集逆变器侧待控设备处的第一信号，可以包括：通过差分采样电路，如采用第一差分采样电路，采用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号。例如：逆变部分，通过图3的差分采样电路采集电机电流信号，减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压，根据图5的控制原理得出调节逆变端开关管的PWM信号。

具体地，第二采样模块，可以用于采集逆变器和整流器之间的母线信号。

具体地，第三采样模块，可以用于在变频器的整流器侧，采集整流器侧电网处的第二信号。该第二信号，可以包括电网电压及电流信号。例如：在整流部分，通过差分采样电路采集电网电压及输入电流信号，可以减小采样时信号的干扰。

在一个可选例子中，第三采样模块采集整流器侧电网处的第二信号，也可以包括：通过差分采样电路，如采用第二差分采样电路，采用差分采样的方式采集整流器侧电网处的第二信号。例如：整流部分：通过图3的差分采样电路采集电网电压及输入电流信号，可以减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压，根据图4的控制原理得出调节整流端开关管的PWM信号。以ab两相为例，差分采样后进入控制芯片的采样值为：

例如：变频器的关键信号采样都进行差分采样设计。如电压、电流采样采用差分采样，抗干扰能力好。

优选地，第一采样模块和/或第三采样模块，可以采用差分采样电路。

由此，通过采取了变频器关键信号采样都进行差分采样的设计，解决了关键信号受干扰影响控制效果的问题，提高了变频器的抗干扰能力。

具体地，控制器，可以用于根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号后将第一PWM信号输出至逆变器的控制端，第一PWM信号可以用于控制逆变器中的开关管；根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号后将第二PWM信号输出至整流器的控制端，第二PWM信号可以用于控制整流器中的开关管。

由此，通过第一采样模块采样逆变侧的电流信号、第二采样模块采样母线电压、第三采样模块采样整流器侧的电网电压及输入电流信号，通过控制器根据逆变侧的电流信号和母线电压生成可以用于控制逆变器的PWM信号，通过控制器根据整流器侧的电网电压及输入电流信号和母线电压生成可以用于控制整流桥的PWM信号，从而实现对逆变器和整流桥的控制，可以提升变频器的抗干扰能力。

在一个可选例子中，控制器根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号，可以包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第一PWM信号；和/或，控制器根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号，可以包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第二PWM信号。

例如：变频器因高频开关调制导致高次谐波幅值过大，使得变频器的电磁兼容无法满足要求，至少为了解决该问题，整流及逆变的控制均采用随机SVPWM调制方式。控制器的PWM生成方式由普通的SVPWM调制改为无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，改善了变频器的电磁噪声。采用随机零矢量调制电路，无需进行扇区划分和计算零矢量时间，程序更简单便捷，能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

由此，通过采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制方法，可以解决常规SVPWM调制方法高次谐波幅值大的问题，因而改善了变频器的电磁噪声。无需进行扇区划分和计算零矢量时间，解决了一些方案中算法繁杂、程序执行步骤多、执行时间长的问题，因而能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

可选地，随机零矢量调制电路，可以包括：反park模块、反clark变换模块、调制波计算模块、随机数生成模块、随机零矢量的调制波生成模块、以及PWM波发生器。例如：电压的反park模块、反clark变换模块，调制波计算模块，随机零矢量的调制波生成模块及PWM波发生器，依次设置。随机数生成模块，连接至随机零矢量的调制波生成模块。

具体地，反park模块，可以用于将直轴电压及交轴电压转化为两相静止坐标系下的两相静止电压。

例如：反PARK将直轴电压U_d及交轴电压u_q转化为两相静止坐标系下的u_α、u_β。电压的反park模块的反park变换的原理：

具体地，反clark变换模块，可以用于将两相静止电压转化为三相静止坐标系下的三相静止电压。

例如：反CLARK变换将两相静止电压转化为三相静止坐标系下的U_a、U_b、U_c。反clark变换模块的反clark变换的原理：

具体地，调制波计算模块，可以用于确定三相静止电压中的最大值及最小值后，计算调制波的值。

例如：调制波计算模块的调制波计算的原理：先求出反clark变换后三个电压中的最大值及最小值，即：

然后计算调制波的值：

其中，T_pwm是开关管的开关周期，也是载波周期，V_dc为母线电压值。

具体地，随机数生成模块，可以用于产生设定区间的随机数。

更可选地，随机数生成模块产生设定区间的随机数，可以包括以下任一种或几种随机数生成方式。

第一种随机数生成方式：随机数生成模块，可以用于采用线性同余法，通过数学递推公式产生设定区间的随机数。

例如：随机数生成模块的原理：随机数采用线性同余法，通过数学递推公式产生设定区间如(-1,1)之间的随机数，表达式如下：

为使随机数分布尽量均匀，a、b均为质数，N_s为随机数的最大字长，b与N_s互素，a为4K+1的形式。

第二种随机数生成方式：随机数生成模块，可以用于采用马特赛特旋转演算法、平方取中法、和/或制表查表法，产生设定区间的随机数。

例如：随机数产生方式除了以上实施例中的方法外，还适应于其他任何随机数生成方法，如马特赛特旋转演算法、平方取中法、制表查表法等。

由此，通过多种方式生成随机数，使得本发明的方案的使用方式更加灵活和方便，也有利于拓宽本发明的方案的适用范围。

具体地，随机零矢量的调制波生成模块，可以用于根据调制波的值和设定区间的随机数，生成随机零矢量的调制波。

更可选地，随机零矢量的调制波生成模块生成随机零矢量的调制波，可以包括以下任一种调制波生成方式。

第一种调制波生成方式：

若零矢量的随机值按

计算，则随机零矢量的调制波值为：

第二种调制波生成方式：

若零矢量的随机值按T_R＝min(T_a0,T_b0,T_c0)*R计算，则随机零矢量的调制波值为：

例如：本发明的零矢量调制方法，适应于所有采用SVPWM调制的场合。如随机零矢量的调制波生成模块的随机零矢量的调制波计算，可以有两种计算方式，分别为：

第一种计算方式：零矢量的随机值按计算，则随机零矢量的调制波值为：

第二种计算方式：零矢量的随机值按T_R＝min(T_a0,T_b0,T_c0)*R计算，则随机零矢量的调制波值为：

由此，通过多种计算方式计算随机零矢量的调制波，使得本发明的方案的使用方式更加灵活和方便，也有利于拓宽本发明的方案的适用范围。

具体地，PWM波发生器，可以用于根据设定载波与随机零矢量的调制波，生成PWM波。

例如：PWM波发生器的原理：通过载波及调制波的比较得出PWM波，载波大于调制波取1，载波小于调制波值取0，载波的周期为T_pwm，载波采用UP-DOWN模式，载波的幅值为如图6所示。

在一个可选实施方式中，控制器，还可以用于基于第一PWM信号采用矢量控制方式控制逆变器；基于第二PWM信号采用全控整流方式控制整流器。

例如：大功率变频器可以用于驱动特殊应用场合的磁悬浮离心机，为了减少输入端的谐波同时改善输入端的功率因数，该变频器整流端采用全控整流，逆变端采用矢量控制。全控整流及逆变控制系统的设计，无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，无需进行扇区划分及计算零矢量时间，程序简单便捷，能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

在一个优选实施例中，针对以上各实施例，变频器采用四象限变频器，第一采样模块采用第一差分采样电路(可以是图3所示的差分采样电路)，利用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号；第三采样模块采用第二差分采样电路(可以是图3所示的差分采样电路)，利用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号；控制器根据第一信号和母线信号，采用采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第一PWM信号，基于第一PWM信号采用矢量控制方式控制逆变器；控制器还根据第二信号和母线信号，采用采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第二PWM信号，基于第二PWM信号采用全控整流方式控制整流器。

例如：变频器系统为四象限变频器，整流及逆变控制的信号采样均采用差分采样，开关管的调制采用无扇区随机零矢量控制方式，结构上采用全封闭式、定点精确屏蔽的设计，可以解决变频器因高频开关调制导致的高次谐波幅值过大的问题，有效地分散了开关频率及其整数倍周围的谐波分量，使频谱更均匀，改善了变频器的电磁干扰及高频噪声，提高了系统的电磁兼容性，提高了系统的抗干扰能力。

由此，通过使整流及逆变控制的信号采样均采用差分采样，开关管的调制采用无扇区随机零矢量控制方式，可以解决变频器因高频开关调制导致的高次谐波幅值过大的问题，有效地分散了开关频率及其整数倍周围的谐波分量，使频谱更均匀，改善了变频器的电磁干扰及高频噪声，提高了系统的电磁兼容性，提高了系统的抗干扰能力。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用全控整流及逆变控制系统的设计，无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，无需进行扇区划分及计算零矢量时间，可以有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

根据本发明的实施例，还提供了对应于变频器的控制装置的一种变频器。该变频器可以包括：以上所述的变频器的控制装置。

磁悬浮离心机由于采用了磁悬浮技术，可实现无油、无摩擦、高速运行，能大幅降低机组的振动及噪声，非常适合应用于一些对噪声、振动等有特殊要求的应用场合。但磁悬浮离心机的驱动源是大功率变频器，因离心机转速较高(如离心机转速在2万转以上)，变频器通常采用高频开关调制，这容易产生电磁干扰问题，尤其是高频谐波干扰；另外，由于系统功率大，干扰严重，变频器的抗干扰能力也需要保证。诸如这些问题，使得磁悬浮离心机无法应用于对噪声、振动及EMC都有严格要求的特殊场合。

在一个可选实施方式中，本发明的方案提出了一种大功率变频器及其控制方法，至少可以解决变频器容易产生电磁干扰而限制了其应用场合的问题，提升变频器的抗干扰性能从而拓宽其应用场合，尤其是提高了磁悬浮变频器的EMC性能，使磁悬浮变频器能满足一些特殊应用场合要求。

具体地，本发明的方案提出的一种大功率变频器及其控制方法，变频器系统为四象限变频器，整流及逆变控制的信号采样均采用差分采样，开关管的调制采用无扇区随机零矢量控制方式，结构上采用全封闭式、定点精确屏蔽的设计，可以解决变频器因高频开关调制导致的高次谐波幅值过大的问题，有效地分散了开关频率及其整数倍周围的谐波分量，使频谱更均匀，改善了变频器的电磁干扰及高频噪声，提高了系统的电磁兼容性，提高了系统的抗干扰能力。

其中，采用四象限变频器，可实现能量的双向流动，同时变频器功率因数高，对电网基本无污染。

在一个可选例子中，本发明的方案中，全控整流及逆变控制系统的设计，无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，无需进行扇区划分及计算零矢量时间，程序简单便捷，能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。通过采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制方法，可以解决常规SVPWM调制方法高次谐波幅值大的问题，因而改善了变频器的电磁噪声；无需进行扇区划分和计算零矢量时间，解决了一些方案中算法繁杂、程序执行步骤多、执行时间长的问题，因而能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

其中，变频器的关键信号采样都进行差分采样设计。通过采取了变频器关键信号采样都进行差分采样的设计，解决了关键信号受干扰影响控制效果的问题，提高了变频器的抗干扰能力。

在一个可选具体实施方式中，可以参见图2至图7所示的例子，对本发明的方案的具体实现过程进行示例性说明。

图2为本发明的大功率四象限变频器系统的一实施例的结构示意图。

本发明的方案中的大功率变频器可以用于驱动特殊应用场合的磁悬浮离心机，为了减少输入端的谐波同时改善输入端的功率因数，该变频器整流端采用全控整流，逆变端采用矢量控制，大功率四象限变频器系统的简化示意图如图2所示，大功率四象限变频器系统可以包括整流及逆变两部分。

在图2中，压缩机M、四象限变频器和电网依次设置。四象限变频器包括逆变器和整流器。压缩机M的输出端，通过电流差分采样模块连接至控制器的第一输入端。控制器的第一输出端输出的第一PWM信号输出至逆变器的控制端，控制器的第二输出端输出的第二PWM信号输出至整流器的控制端。逆变器的输出端还通过母线电压采样模块连接至控制器。整流器的输出端还通过电压或电流差分采样模块连接至控制器的第三输入端。图2所示的方案中，电压、电流采样采用差分采样，抗干扰能力好。图2所示的方案中，控制器的PWM生成方式由普通的SVPWM调制改为无扇区快速随机零矢量SVPWM调制，改善了变频器的电磁噪声。图2中电压、电流的差分采样，可以采用图3所示的差分采样电路。

图3为本发明的差分采样电路的一实施例的结构示意图。图4为本发明的全控整流控制系统的一实施例的结构示意图。

整流部分：通过图3的差分采样电路采集电网电压及输入电流信号，可以减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压(如可利用常规的非差分采样方式采集母线电压)，根据图4的控制原理得出调节整流端开关管的PWM信号。

以ab两相为例，差分采样后进入控制芯片的采样值为：

其中，X是泛指，电压采样时就是a相电压U_a及b相电压U_b；电流采样时就是a相电流I_a及b相电流I_b。

图5为本发明的逆变控制系统的一实施例的结构示意图。图5中，采用随机零矢量SVPWM调制模块，改善了变频器的电磁噪声，无需进行扇区划分和计算零矢量时间，解决了算法繁杂、程序执行步骤多、执行时间长的问题，因而能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

逆变部分：通过图3的差分采样电路采集电机电流信号，减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压，根据图5的控制原理得出调节逆变端开关管的PWM信号。

变频器因高频开关调制导致高次谐波幅值过大，使得变频器的电磁兼容无法满足要求，为了解决该问题，整流及逆变的控制均采用随机SVPWM调制方式。

图6为本发明的随机零矢量调制电路的一实施例的结构示意图。图6中，无需进行扇区划分和计算零矢量时间，程序更简单便捷，能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

随机SVPWM调制的框图如图6所示，可以包括：电压的反park模块、反clark变换模块，调制波计算模块，随机数生成模块，随机零矢量的调制波生成模块及PWM波发生器。电压的反park模块、反clark变换模块，调制波计算模块，随机零矢量的调制波生成模块及PWM波发生器，依次设置。随机数生成模块，连接至随机零矢量的调制波生成模块。图6中各部分的原理如下：

反PARK将直轴电压U_d及交轴电压u_q转化为两相静止坐标系下的u_α、u_β。电压的反park模块的反park变换的原理：

其中，u_d：直轴电压；u_q：交轴电压，u_αu_β分别为：两相静止坐标系下的α轴电压及β轴电压，θ为电机相位角(全控整流中为电网电压相位角，逆变矢量控制中为电机转子位置角)，sinθ为相位角的正弦，cosθ为相位角的余弦。

反CLARK变换将两相静止电压转化为三相静止坐标系下的U_a、U_b、U_c。反clark变换模块的反clark变换的原理：

其中，

u_αu_β分别为：两相静止坐标系下的α轴电压及β轴电压；u_a、u_b、u_c分别为三相静止坐标系下的a相、b相、c相电压。

调制波计算模块的调制波计算的原理：

先求出反clark变换后三个电压中的最大值及最小值，即：

然后计算调制波的值：

其中，T_pwm是开关管的开关周期，也是载波周期，V_dc为母线电压值，u_maxu_min分别为三相静止坐标系下的a相、b相、c相电压中的最大值及最小值；T_a0T_b0T_b0分别为a相、b相、c相的调制波的值。

随机数生成模块的原理：

随机数采用线性同余法，通过数学递推公式产生设定区间如(-1,1)之间的随机数，表达式如下：

为使随机数分布尽量均匀，a、b均为质数，N_s为随机数的最大字长，b与N_s互素，a为4K+1的形式；R_n+1为n+1时刻的随机数，R_n为n时刻的随机数。

随机零矢量的调制波生成模块的随机零矢量的调制波计算，可以有两种计算方式，分别为：

第一种计算方式：零矢量的随机值按

计算，则随机零矢量的调制波值为：

第二种计算方式：零矢量的随机值按T_R＝min(T_a0,T_b0,T_c0)*R计算，则随机零矢量的调制波值为：

这两种计算方式中第一种通过数学公式推导出了随机部分的直接数学表达式，编程实现了可以直接通过公式求出；第二种方式实现前不需要进行公式推导，但编程实现时需要多增加一步，求解T_a0T_b0T_b0的最小值。

图7为本发明的PWM生成电路的一实施例的结构示意图。

PWM波发生器的原理：通过载波及调制波的比较得出PWM波，载波大于调制波取1，载波小于调制波值取0，载波的周期为T_pwm，载波采用UP-DOWN模式，载波的幅值为如图7所示。

另外，为了进一步改善系统的电磁兼容性，通过对变频器内部的主要干扰源的频谱进行分析，选择合适的材料进行屏蔽，变频器整体采用全封闭式、定点精确屏蔽的结构形式。

再有，本发明的方案中的随机数产生方式除了以上实施例中的方法外，还适应于其他任何随机数生成方法，如马特赛特旋转演算法、平方取中法、制表查表法等；另外本发明的零矢量调制方法，适应于所有采用SVPWM调制的场合。

由于本实施例的变频器所实现的处理及功能基本相应于前述图1所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。

经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制方法，有效地分散了开关频率及其整数倍周围的谐波分量，使频谱更均匀，改善了变频器的电磁干扰及高频噪声，提高了系统的电磁兼容性，提高了系统的抗干扰能力。

根据本发明的实施例，与上述变频器相匹配，本发明再一方面提供一种压缩机，包括：以上所述的变频器。

根据本发明的实施例，与上述压缩机相匹配，本发明再一方面提供一种空调，包括：以上所述的压缩机。

根据本发明的实施例，还提供了对应于变频器的一种变频器的控制方法，如图8所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该变频器的控制方法，主要可以应用在磁悬浮离心机中的变频器尤其是四象限变频器。变频器，尤其是四象限变频器，可以包括：逆变器和整流器，如大功率四象限变频器系统可以包括整流及逆变两部分。磁悬浮离心机中变频器尤其是四象限变频器的控制方法，可以包括：步骤S110至步骤S140。

在步骤S110处，通过第一采样模块，在变频器的逆变器侧，采集逆变器侧待控设备处的第一信号。该第一信号，可以包括电流信号。例如：在逆变部分，通过差分采样电路采集电机电流信号，减小采样时信号的干扰。

在一个可选例子中，步骤S110中通过第一采样模块采集逆变器侧待控设备处的第一信号，可以包括：通过差分采样电路，如采用第一差分采样电路，采用差分采样的方式采集逆变器侧待控设备处的第一信号。例如：逆变部分，通过图3的差分采样电路采集电机电流信号，减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压，根据图5的控制原理得出调节逆变端开关管的PWM信号。

在步骤S120处，通过第二采样模块，采集逆变器和整流器之间的母线信号。

在步骤S130处，通过第三采样模块，在变频器的整流器侧，采集整流器侧电网处的第二信号。该第二信号，可以包括电网电压及电流信号。例如：在整流部分，通过差分采样电路采集电网电压及输入电流信号，可以减小采样时信号的干扰。

在一个可选例子中，步骤S130中通过第三采样模块采集整流器侧电网处的第二信号，可以包括：通过差分采样电路，如采用第二差分采样电路，采用差分采样的方式采集整流器侧电网处的第二信号。例如：整流部分：通过图3的差分采样电路采集电网电压及输入电流信号，可以减小采样时信号的干扰，同时采集母线电压，根据图4的控制原理得出调节整流端开关管的PWM信号。以ab两相为例，差分采样后进入控制芯片的采样值为：

例如：变频器的关键信号采样都进行差分采样设计。如电压、电流采样采用差分采样，抗干扰能力好。

由此，通过采取了变频器关键信号采样都进行差分采样的设计，解决了关键信号受干扰影响控制效果的问题，提高了变频器的抗干扰能力。

在步骤S140处，通过控制器，根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号后将第一PWM信号输出至逆变器的控制端，第一PWM信号可以用于控制逆变器中的开关管；根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号后将第二PWM信号输出至整流器的控制端，第二PWM信号可以用于控制整流器中的开关管。

在一个可选例子中，步骤S140中通过控制器根据第一信号和母线信号，生成第一PWM信号，可以包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第一PWM信号；和/或，通过控制器根据第二信号和母线信号，生成第二PWM信号，可以包括：通过随机零矢量调制电路，采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制的方式，生成第二PWM信号。

由此，通过采用无扇区快速随机零矢量SVPWM调制方法，可以解决常规SVPWM调制方法高次谐波幅值大的问题，因而改善了变频器的电磁噪声；无需进行扇区划分和计算零矢量时间，解决了一些方案中算法繁杂、程序执行步骤多、执行时间长的问题，因而能有效节省CPU的空间，减少程序运行时间。

可选地，可以结合图9所示本发明的方法中通过随机零矢量调制电路生成第一PWM信号和/或第二PWM信号的一实施例流程示意图，进一步说明通过随机零矢量调制电路生成第一PWM信号和/或第二PWM信号的具体过程，可以包括：步骤S210至步骤S260。

步骤S210，通过反park模块，将直轴电压及交轴电压转化为两相静止坐标系下的两相静止电压。

例如：反PARK将直轴电压U_d及交轴电压u_q转化为两相静止坐标系下的u_α、u_β。电压的反park模块的反park变换的原理：